DSP實現(xiàn)EAS掃頻信號源設計

1 引言
　　商品防竊監(jiān)視器(Electronic Article Surveillance)簡稱EAS，是目前超市普遍使用的安檢防竊設備。其原理是由發(fā)射電路產(chǎn)生7.8MHz~8.8MHz的掃頻信號，該信號由近場天線發(fā)射，當天線附近有標簽存在時(標簽為高Q值的LC振蕩回路，諧振中心頻率為7.8MHz)，標簽發(fā)出諧振電磁波信號，該信號被EAS接收天線接收，經(jīng)解調(diào)、放大和數(shù)字化處理后，最終發(fā)出報警信息。傳統(tǒng)的掃頻信號發(fā)生電路由于分立元件參數(shù)的一致性差，振蕩頻率難以精確控制，頻率變化的線性度、掃頻寬度等諸多指標也受到元件性能的嚴格約束。筆者采用AD公司的AD9834型DDS實現(xiàn)掃頻信號合成，同時，考慮到信號的高速頻率變化特點，需使用數(shù)字信號處理器(DSP)對AD9834進行控制。筆者采用TI公司的TMS320VC5410型數(shù)字信號處理器(以下簡稱C5410)。下面介紹這些器件的特點及電路實現(xiàn)方法。
2 TMS320VC5410和AD9834簡介
　　本設計要求C5410通過多通道緩沖串行口向AD9834發(fā)送命令和數(shù)據(jù)，由AD9834產(chǎn)生EAS系統(tǒng)需要的掃頻信號。C5410是TI公司生產(chǎn)的新一代低功耗TMS320C5000系列定點數(shù)字信號處理器，它有3個高速、全雙工、多通道緩沖串行口(McBSP)，每個串行口可以支持128個通道，速度可達100Mb/s。該系列提供的McBSP支持多種串行通信的方式和協(xié)議，可以根據(jù)用戶的不同需要進行配置。多通道緩沖串行口遵循SPI協(xié)議是以主從方式工作的，這種模式通常有1個主設備和1個或多個從設備，其接口包括以下4種信號：串行數(shù)據(jù)輸入(也稱為主進從出或MISO)；串行數(shù)據(jù)輸出(也稱為主出從進或MOSI)；串行移位時鐘(也稱為SCK)；從使能信號(也稱為SS)。McBSP的時鐘停止模式與SPI協(xié)議兼容，當McBSP處于時鐘停止模式時，發(fā)送器和接收器是內(nèi)部同步的。

　　AD9834的原理框圖如圖1所示。它使用的DDS技術是一種利用正弦信號相位線性增加的原理直接由數(shù)字累加和數(shù)/模轉(zhuǎn)換合成所需頻率的技術。AD9834主要由數(shù)控振蕩器(NCO)、相位調(diào)制器、正弦查詢表ROM和1個10位D/A轉(zhuǎn)換器組成。數(shù)控振蕩器和相位調(diào)制器主要由2個頻率選擇寄存器、1個相位累加器、2個相位偏移寄存器和1個相位偏移加法器構(gòu)成，它的最高工作頻率可達50MHz。

　　AD9834的頻率控制字由式(1)求得

　　式中，0Δphase228-1，fMCLK最高可達50MHz，它是由高穩(wěn)定度晶體振蕩器獲得或由其他器件編程提供，用來同步整個合成器的各個組成部分。

　　相位控制字由式(2)求得

　　ΔP=Kx2π/4096　　(2)

　　式中，0小于K小于228-1，改變K值即可改變輸出相位值。

　　3 系統(tǒng)設計思想

　　傳統(tǒng)的EAS掃頻信號產(chǎn)生電路使用了壓控振蕩集成電路。通過改變外圍變?nèi)荻O管的直流偏壓可以使掃頻信號的頻率范圍控制在8.2MHz±0.5MHz。當采用全數(shù)字頻率合成時，由于數(shù)字信號的非連續(xù)性，不可能產(chǎn)生連續(xù)的掃頻信號，只能產(chǎn)生臺階性變化的掃頻信號，即1個單頻點持續(xù)一段時間后增加4，，再跳躍到另1個單頻點，因此，如果掃頻信號的掃頻范圍為8.2MHz±-O.5MHz，將該lMHz頻率跨度等分為32個頻點，于是相鄰頻點之間的頻率間隔Δf=1MHz/31=0.0323MHz。如果掃頻信號的掃頻周期為 180Hz(即5.6ms)，則每個頻點占用的時間為ΔT=5.6ms/3l=181pμs。該ΔT又分為二部分，第一部分△T1為振蕩時間，即單頻率波形持續(xù)時間;第二部分ΔT2為延時等待時間，在這段時間內(nèi)理論上沒有波形輸出。在實際應用中可通過動態(tài)改變△T2在ΔT中所占的比例以控制EAS的發(fā)射功率，對系統(tǒng)很有用。如果每個單頻率波形持續(xù)時間(頻率振蕩時間)△T1=10μs，則每個單頻率波形的延時等待時間ΔT2=(5.6-0.01x32)/31=170.3μs。多通道緩沖串行口發(fā)送1個單頻率字只需71μs左右，能夠完成控制字和頻率字的發(fā)送，而且還能夠在此時間內(nèi)完成復雜的計算。圖2為180Hz周期內(nèi)完成的32頻點掃頻信號波形示意圖。其中，每個頻點展開后都是頻率一定的正弦波，每個周期內(nèi)32頻點掃頻信號的頻率范圍都是從7.7MHz到8.7MHz臺階性變化。

　　4 硬件設計方案和軟件實現(xiàn)

　　4.1 硬件設計方案

　　基于上述設計思想的硬件連接方案如圖3所示，包括C5410、10MHz晶體振蕩器、AD9834及濾波放大電路。由于AD9834的電源電壓在2.3V到5.5V范圍內(nèi)可選，C5410的電源電壓為3.3V。所以在連接時無需電平轉(zhuǎn)換。10MHz晶體振蕩器向C5410提供輸入時鐘。初始化C5410使其工作頻率為100MHz，因為只有此時才能使其定時器周期寄存器從TOUT引腳輸出50MHz時鐘信號。該時鐘信號輸出到AD9834的MCLK腳，作為AD9834的工作時鐘。理論分析指出：輸出信號的相位噪聲取決于時鐘信號的相位噪聲，在輸出信號頻率不變的情況下，輸入時鐘信號頻率越高，相位噪聲惡化越小。

　　濾波放大電路對AD9834輸出的掃頻波信號進行進一步濾波處理和幅度放大，以濾除高頻信號干擾和噪聲，將信噪比控制在允許范圍內(nèi)。由于雜波信號干擾，從AD9834出來的掃頻信號在沒有濾波的情況下含有豐富的高頻成分，采用RC或LC無源濾波電路處理后可以得到一組以8.2MHz為中心頻率，掃頻范圍在7.7MHz~8.7MHz的較為清晰的掃頻波。具體實現(xiàn)方案是先通過由1只去耦電容器和1只電阻器組成的RC回路濾掉由：DDS輸出的掃頻信號中的高頻成分，然后使用帶有電感器的復式濾波電路(可以選擇LC濾波電路)，經(jīng)電感器濾波后不但負載電流及電壓的脈動減小，而且波形也變得平滑，L、c的具體值可由f=1/(LC)1/2求得，其中f=8.7MHz，濾波電路如圖4所示。由于AD9834的輸出信號幅度最大只有O.8V，所以需將其幅值放大才能作為掃頻信號源，在系統(tǒng)中可由1個高速運算放大器實現(xiàn)。

　　由于該電路是高速數(shù)，?；旌想娐罚虼穗姶偶嫒菪阅芊浅Ｖ匾?。特別是DSP和DDS共用1個電源，使得器件的工作信號通過電源線傳輸形成干擾。通常必須在電源接入處并人大容量的電解電容器和鉭電容器，濾除低頻噪聲。還應該在每個器件的電源引腳處接1只0.01pF一0.1pF的去耦電容器。