基于DSP的并聯(lián)電力有源濾波器的仿真研究

圖5補(bǔ)償后電源電流波形及頻譜分析

圖6大電流情況下電源電流波形及頻譜分析

注：圖5中的頻譜分析中2000Hz以上部分有小的突起，這些部分可以很容易地用并接小電容的方法濾除，由于SIMULINK未能仿真出這一效果，故有待使用試驗(yàn)樣機(jī)進(jìn)行驗(yàn)證。

持續(xù)為負(fù)載提供能量，或?qū)⒊掷m(xù)被電源充電；這將會導(dǎo)致逆變器直流側(cè)的電壓不穩(wěn)；由于不論數(shù)字式濾波或模擬式濾波都有的滯后性，這種情況難以避免，當(dāng)然在實(shí)際系統(tǒng)中，將會由電容電壓控制部分進(jìn)行調(diào)節(jié)，以補(bǔ)償電容能量的波動，因而實(shí)際的運(yùn)行效果不會這么惡劣。實(shí)際系統(tǒng)中，傳統(tǒng)的PI控制法需要人工通過現(xiàn)場試驗(yàn)調(diào)整，如何簡化整定方法或采取其它策略獲取較好的特性還有許多工作可做。

基于諧波電流預(yù)測控制法進(jìn)行指令電流分離和預(yù)測的推算方法和有關(guān)公式請參閱該文獻(xiàn)[3]，這里僅列出部分仿真結(jié)果如圖4及圖5所示。

圖4和圖5中的仿真條件見表1。

表1圖4和圖5的仿真條件

(1)在負(fù)載電流較大的情況下(減小負(fù)載阻抗)，APF的補(bǔ)償效果明顯改善，如圖6所示，圖中的頻譜分析方法同上：THD=198％

其中原因可能是因?yàn)橄嗤淮吻闆r下固定的開關(guān)頻率對應(yīng)的調(diào)制引起的高頻諧波電流基本相近，尚需進(jìn)行具體的分析。

(2)補(bǔ)償電感確定時(shí)，諧波電流抑制的效果與電容電壓的關(guān)系為：(電容電壓值以滿足符合有關(guān)標(biāo)準(zhǔn)的補(bǔ)償效果為合適值)

S電容電壓低于合適值(欠補(bǔ)償狀態(tài))諧波較大，主要為低頻畸變。分析主要原因?yàn)槟孀兤黠柡停瑹o法產(chǎn)生足夠的實(shí)時(shí)補(bǔ)償電流，補(bǔ)償效果不佳；

S電容電壓高于合適值(過補(bǔ)償狀態(tài))諧波較大，主要為高頻畸變。分析主要原因?yàn)槟孀兤鞴ぷ鲿r(shí)產(chǎn)生的補(bǔ)償電流的震蕩。

S電容電壓處于合適值范圍，補(bǔ)償后電源電流諧波在允許范圍以內(nèi)。

(3)文獻(xiàn)[9]中認(rèn)為直流側(cè)電容電壓至少應(yīng)大于3倍的交流側(cè)電壓峰值，并給出了具體的分析，但是在實(shí)際仿真中，將電容電壓降至450V，遠(yuǎn)低于3倍的交流側(cè)電壓峰值，仍然得到了如圖5的效果，考慮原因是本文所使用的SVPWM方法特性與文獻(xiàn)[9]中的情況不同，具體情況有待進(jìn)一步分析。

4結(jié)語

(1)通過具體的仿真研究發(fā)現(xiàn)，文獻(xiàn)[3]提供的基于同步dq坐標(biāo)軸法的諧波預(yù)測算法對三相三線制整流負(fù)載的特征諧波具有較好的檢測效果，在較大功率的應(yīng)用場合有較好的適用性，但是對于系統(tǒng)中的瞬變過程以及分?jǐn)?shù)次諧波無效，對這部分信號的抑制作用由APF的基本原理完成。

(2)由于短期內(nèi)電力電子器件本身的限制，一方面IGBT等相對快速的器件還未能達(dá)到足夠的開斷和耐壓容量，另一方面器件的價(jià)格造成高電壓、大電流的APF成本很高，而且即便采用各種多重化技術(shù)，這類裝置要完全取代現(xiàn)有的傳統(tǒng)技術(shù)，無論從資金、制造技術(shù)來說法，在國內(nèi)外都不現(xiàn)實(shí)(美、日等國的制造水平約為單臺1000kVA以內(nèi)[1])；

而在中小功率的負(fù)載端，并與傳統(tǒng)技術(shù)結(jié)合，應(yīng)用于各級電網(wǎng)專門治理諧波污染，有廣闊的或者說即將有廣闊的前景。因而在實(shí)際的與傳統(tǒng)技術(shù)配合的過程中，對文獻(xiàn)[3]提出的方法需要做出適當(dāng)?shù)母倪M(jìn)。

(3)文獻(xiàn)[3]本身的仿真沒有考慮系統(tǒng)阻抗對補(bǔ)償效果的影響，這一假設(shè)在實(shí)際系統(tǒng)中負(fù)載端正常運(yùn)行時(shí)是可以接受的，進(jìn)一步的仿真也說明在系統(tǒng)阻抗相對于負(fù)載阻抗較小的場合，這種諧波預(yù)測方法可以取得較好的效果。

綜上所述，本文所選的方案具有較好的工程可實(shí)現(xiàn)性。