基于DSP控制的數(shù)字式雙向DC/DC變換器的實現(xiàn)

（d）v_ab波形

圖3 原邊對副邊放電S₁～S₄驅動信號與v_ab

移相控制時門極脈沖如圖3(c)所示，S₄門極脈沖比S₁門極脈沖滯后一個角度θ，v_ab如圖3（d）所示。因此，可以通過控制滯后角度θ的大小來控制輸出電壓。在數(shù)字控制器中可以用軟件設定滯后角度θ來控制輸出電壓，即可以通過移相控制使輸出電壓可調。

1.2 副邊對原邊充電

此時，如圖3所示，只要把S₅～S₈的驅動信號與S₁～S₄的驅動信號互換，v_ab則由v_cd替換即可，同樣存在滿調制和移相控制兩種情況。但是，通常情況下充電要求恒流充電，因此，也可以通過移相控制來滿足此要求。原副邊的工作過程剛好與放電時相反。此處不再贅述。

2 雙向DC/DC數(shù)字化控制的軟件實現(xiàn)

雙向DC/DC變換器，可以實現(xiàn)能量的雙向傳輸。通常正向放電要求輸出電壓可調，而反向充電過程通常要求充電電流恒定不變。通過對S3和S2的移相控制可以實現(xiàn)副邊輸出電壓的可調要求，同樣，副邊對原邊進行充電時，可以通過移相控制使得充電電流恒定。

主程序流程圖和ADC的中斷服務程序流程圖分別如圖4和圖5所示，在軟件進行移相控制實現(xiàn)輸出電壓可調的同時，軟件實現(xiàn)電壓環(huán)的調節(jié)，使輸出穩(wěn)壓。由于TMS320LF2407內部帶有ADC模塊，因此，輸出電壓值通過電壓LEM采樣反饋給DSP的ADC模塊，在AD中斷程序里讀取采樣值，然后進行數(shù)字濾波和數(shù)字PI調節(jié)，使輸出穩(wěn)壓。

圖4 主程序流程圖

圖5 ADC中斷服務程序流程圖

一般充電要求是恒流充電，所以，充電時反饋用電流環(huán),對原邊的充電電流進行PI調節(jié)，實現(xiàn)恒流充電。本實驗中原邊供電電源為蓄電池，由于其電壓為12V，真正要實現(xiàn)電流反向，使原邊的二極管導通，考慮到變壓器原副邊的變比為1：2，副邊電壓必須超過24V時才能實現(xiàn)電流反向，故必須得對副邊電壓采樣。對副邊電壓的采樣，不僅實現(xiàn)了PI調節(jié)，同時也用來控制雙向工作方式的切換。在雙向DC/DC的負載端電壓上升到一定程度時可以使能量倒流，對原邊進行充電，使副邊多余的能量能夠反饋給原邊。

電壓采樣和電流采樣是實現(xiàn)輸出電壓可調及穩(wěn)壓和充電電流恒定的關鍵，在DSP的中斷服務程序中對采樣值進行數(shù)字濾波和PI調節(jié)。程序根據(jù)給定輸出電壓參考值和充電電流參考值進行PI調節(jié)，當原邊輸入電壓變動時，副邊輸出電壓穩(wěn)定在給定值；而當副邊負載電壓有波動時也可以根據(jù)給定電流參考來調節(jié)相移大小，控制原邊充電電流值。數(shù)字式PI調節(jié)采用的是增量式PI控制，其系統(tǒng)框圖如圖6所示。由于DSP具有強大的計算能力以及EV(Event Manager)模塊，則PWM信號可以方便地得到，因此，硬件部分可以大大簡化，控制電路部分可以全部省略而由軟件來代替，即軟件實現(xiàn)PI計算控制以及PWM信號的產生。但是，考慮到DSP的安全性問題，必須有光耦隔離。

圖6 增量式PI控制系統(tǒng)框圖

3 實驗結果

根據(jù)上述主電路工作原理分析,為證實數(shù)字化控制方法的有效性，制作了一臺實驗樣機，開關頻率為50kHz。對于圖2所示的主電路結構，所選用元器件參數(shù)如下：S₁～S₈選用IRF840，V_in為蓄電池（12V，4A·h/20h，充電使用）；C₁為100μF，C₂為100μF；IRF840前級用TLP250驅動，控制器用TMS320LF2407A，光耦采用6N137；電壓采樣LEM為電流型的LV25-P，原邊額定電流10mA，副邊對應電流25mA，此輸入和輸出對應精度為±0.9％；電流采樣LEM為HDC-040G系列霍爾電流傳感器，其輸出電壓2.5V±1V，精度為±1％。

圖7（a）所示為副邊輸出10V時的實驗波形，當輸入電壓分別為10V，40V，50V時，S₂和S₄的驅動波形分別如圖7（b），（c）， (d)所示，可見當輸出電壓給定時，而輸入電壓可變，可以通過前文所提到的增量式數(shù)字PI控制實現(xiàn)移相控制，使輸出穩(wěn)壓得以實現(xiàn)。圖8為副邊輸出20V時的輸出電壓波形和各主開關的驅動波形。

(a) 10V輸出波形 (b) 10V輸入時的驅動波形