ADC驅(qū)動(dòng)器或差分放大器設(shè)計(jì)匯總

因?yàn)閮蓚€(gè)放大器輸入端之間的電壓被負(fù)反饋驅(qū)動(dòng)到零，因此兩個(gè)輸入端處于連接狀態(tài)，差分輸入阻抗RIN就簡單地等于2×RG。為了匹配傳輸線阻抗RL，需要將由公式11計(jì)算得到的電阻RT跨接在差分輸入端。圖3給出了典型的電阻值，其中RF =RG=200Ω，理想的RL, dm=100Ω，RT=133Ω。

(11)

圖3：匹配100Ω傳輸線。

單端輸入的端接更加麻煩。圖4描述了采用單端輸入和差分輸出的ADC驅(qū)動(dòng)器工作原理。

圖4：采用單端輸入的ADC驅(qū)動(dòng)器例子。

雖然輸入是單端的，但VIN, dm等于VIN。因?yàn)殡娮鑂F和RG是相等和平衡的，因此增益是1，而且差分輸出VOP–VON等于輸入，即4Vp-p。VOUT, cm=VOCM=2.5V，而且從下方的反饋電路可以看出，輸入電壓VA+和VA-等于VOP/2。

根據(jù)公式3和公式4，VOP=VOCM+VIN/2，即2.5V±1V的同相擺幅；VON=VOCM–VIN/2，即2.5V±1V的反相擺幅。這樣，VA+和VA-的擺幅等于1.25V±0.5V。必須由VIN提供的電流交流分量等于(2V–0.5V)/500Ω=3mA，因此到地的電阻必須匹配，從VIN看過去為667Ω。

當(dāng)每個(gè)環(huán)路的反饋系數(shù)都匹配時(shí)，公式12就是計(jì)算這個(gè)單端輸入電阻的通式，其中RIN, se是單端輸入電阻。

(12)

這是計(jì)算終結(jié)電阻的出發(fā)點(diǎn)。然而值得注意的是，放大器增益公式基于零阻抗輸入源的假設(shè)。由于存在單端輸入造成的不平衡而必須加以匹配的重要源阻抗只會(huì)增加上面RG的阻值。為了保持平衡，必須增加下面RG的阻值來實(shí)現(xiàn)匹配，但這會(huì)影響增益值。雖然可以為解決端接單端信號(hào)問題而采用一個(gè)封閉形式的解決方案，但一般使用迭代的方法。在下面的例子中這種需求將變得很明顯。

在圖5中，為了保持低的噪聲，要求單端到差分增益為1，輸入終結(jié)電阻為50Ω，反饋和增益電阻值在200Ω左右。

根據(jù)公式12可以算出單端輸入電阻為267Ω。公式13表明，并聯(lián)電阻RT應(yīng)等于61.5Ω，才能將267Ω輸入電阻減小至50Ω。

圖5：單端輸入阻抗。

(13)

圖6是帶源電阻和終端電阻的電路。帶50Ω源電阻的源開路電壓為2Vp-p。當(dāng)源用50Ω端接時(shí)，輸入電壓減小到1Vp-p，這個(gè)電壓也是單位增益驅(qū)動(dòng)器的差分輸出電壓。

圖6：帶源電阻和終端電阻的單端電路。

這個(gè)電路初看起來非常完整，但不匹配的61.5Ω電阻與50Ω的并聯(lián)并增加到了上面的RG電阻，這就改變了增益和單端輸入電阻，并且造成反饋系數(shù)失配。在低增益情況下，輸入電阻的變化很小，暫時(shí)可以忽略，但反饋系數(shù)仍然必須匹配。解決這個(gè)問題的最簡單方法是增加下面RG的阻值。圖7是一種Thévenin等效電路，其中上方的并聯(lián)組合用作源電阻。

圖7：輸入源的Thévenin等效電路。

有了這種替代方案后，就可以將27.6Ω的電阻RTS增加到下面的環(huán)路中實(shí)現(xiàn)環(huán)路反饋系數(shù)的匹配，如圖8所示。

圖8：平衡的單端端接電路。

注意，1.1Vp-p的Thévenin電壓要大于1Vp-p的正確端接電壓，而每個(gè)增益電阻增加了27.6Ω，降低了閉環(huán)增益。對(duì)于大電阻(>1kΩ)和低增益(1或2)來說這些相反的效應(yīng)基本抵消，但對(duì)于小電阻或較高增益來說并不能完全抵消。圖8所示電路現(xiàn)在分析起來就很容易了，其中的差分輸出電壓可以用公式14計(jì)算。

(14)

差分輸出電壓并不完全等于理想的1Vp-p ，但可以通過修改反饋電阻實(shí)現(xiàn)最終獨(dú)立的增益調(diào)整，如公式15所示。

(15)

圖9是用標(biāo)準(zhǔn)1%精度電阻實(shí)現(xiàn)的完整電路。

圖9：完整的單端端接電路。

觀察: 參考圖9，驅(qū)動(dòng)器的單端輸入電阻RIN, se由于RF和RG的改變而變化。驅(qū)動(dòng)器上端環(huán)路的增益電阻是200Ω，下端環(huán)路的電阻是200Ω+28Ω=228Ω。在不同增益電阻值的情況下計(jì)算RIN, se首先要求計(jì)算兩個(gè)β值，見公式16和公式17。

(16)

(17)

輸入電阻RIN, se的計(jì)算見公式18。

(18)

這個(gè)值與原來計(jì)算的267Ω稍有不同，但對(duì)RT的計(jì)算沒有顯著的影響，因?yàn)镽IN, se與RT是并聯(lián)的關(guān)系。

如果需要更精確的總體增益，可以使用更高精度或串聯(lián)的可調(diào)電阻。

上述描述的單次迭代方法非常適合閉環(huán)增益為1或2的場(chǎng)合。增益越高，RTS的值越接近RG值，用公式18計(jì)算的RIN, se值與用公式12計(jì)算的RIN, se值之間的差異就越大。在這些情況下要求采用多次迭代。

多次迭代并不難實(shí)現(xiàn)：最近ADI公司發(fā)布的可下載的差分放大器計(jì)算工具, ADIsimDiffAmp™(參考文獻(xiàn)2)和 ADI Diff Amp Calculator™(參考文獻(xiàn)3)足以擔(dān)當(dāng)此任，它們能在幾秒內(nèi)完成上述計(jì)算。

輸入共模電壓范圍
輸入共模電壓范圍(ICMVR)規(guī)定了正常工作狀態(tài)下可以施加于差分放大器輸入端的電壓范圍。在這些輸入端上呈現(xiàn)的電壓可以被稱為ICMV、Vacm或VA±。這個(gè)ICMVR指標(biāo)經(jīng)常被誤解。最常遇到的難題是確定差分放大器輸入端的實(shí)際電壓，特別是相對(duì)于輸入電壓而言。知道變量VIN, cm、β和VOCM的值后，當(dāng)β不相等時(shí)使用通式19、當(dāng)β相等時(shí)使用簡化公式20就可以計(jì)算出放大器的輸入電壓(VA±)。

(19)

(20)

記住VA始終是按比例縮小的輸入信號(hào)，這一點(diǎn)非常有用(見圖4)。不同的放大器類型有不同的輸入共模電壓范圍。ADI公司的高速差分ADC驅(qū)動(dòng)器有兩種輸入級(jí)配置，即中心型和偏移型。中心型ADC驅(qū)動(dòng)器的輸入電壓離每個(gè)電壓軌有約1V的距離(因此叫中心型)。而偏移型輸入級(jí)增加了兩個(gè)晶體管，允許輸入端電壓擺幅更接近–VS軌。圖10是一個(gè)典型差分放大器(Q2和Q3)的簡化輸入原理圖。

圖10：具有偏移型ICMVR的簡化差分放大器。

偏移型輸入架構(gòu)允許差分放大器處理雙極性輸入信號(hào)，即使放大器是采用單電源供電，因此這種架構(gòu)非常適合輸入是地或地電平以下的單電源應(yīng)用。在輸入端增加的PNP晶體管(Q1和Q4)可以將差分對(duì)的輸入電壓向上偏移一個(gè)晶體管的Vbe電壓。例如，當(dāng)-IN端電壓為-0.3V時(shí)，A點(diǎn)電壓將為0.7V，允許差分對(duì)正常工作。沒有PNP(中心型輸入級(jí))時(shí)，A點(diǎn)的-0.3V電壓將使NPN差分對(duì)處于反向偏置狀態(tài)，因而無法正常工作。

表1提供了ADI公司ADC驅(qū)動(dòng)器的多數(shù)指標(biāo)一覽表。對(duì)這張表粗略一看就能發(fā)現(xiàn)哪些驅(qū)動(dòng)器具有偏移型ICMVR，哪些沒有。

輸入和輸出耦合：交流或直流
需要交流耦合還是直流耦合對(duì)差分ADC驅(qū)動(dòng)器的選擇有很大的影響。輸入和輸出耦合之間的考慮因素也不同。

交流耦合型輸入級(jí)電路見圖11。

圖11：交流耦合型ADC驅(qū)動(dòng)器。

對(duì)于采用交流耦合輸入的差分至差分應(yīng)用來說，放大器輸入端呈現(xiàn)的直流共模電壓等于直流輸出共模電壓，因?yàn)橹绷鞣答侂娏鞅惠斎腚娙莞綦x了。另外，直流反饋系數(shù)也是匹配的，完全等于單位1。VOCM——和由此得到的直流輸入共模電壓——經(jīng)常被設(shè)置在電源電壓的一半左右。具有中心型輸入共模范圍的ADC驅(qū)動(dòng)器非常適合這類應(yīng)用，它們的輸入共模電壓接近規(guī)定范圍的中心。

交流耦合單端至差分應(yīng)用與對(duì)應(yīng)的差分輸入應(yīng)用非常相似，但在放大器輸入端具有共模紋波——按比例縮小的輸入信號(hào)“復(fù)制品”。具有中心型輸入共模范圍的ADC驅(qū)動(dòng)器將平均輸入共模電壓設(shè)定在規(guī)定范圍的中間，因而能為大多數(shù)應(yīng)用中的紋波提供足夠的富余度。

當(dāng)輸入耦合方式可選時(shí)，值得人們注意的是，采用交流耦合輸入的ADC驅(qū)動(dòng)器比采用直流耦合輸入的相似驅(qū)動(dòng)器耗散更少的功率，因?yàn)閮蓚€(gè)反饋環(huán)路中都不存在直流共模電流。

當(dāng)ADC要求輸入共模電壓與驅(qū)動(dòng)器輸出端電壓完全不同時(shí)，交流耦合ADC驅(qū)動(dòng)器的輸出就非常有用。當(dāng)VOCM值被設(shè)在電源電壓一半附近時(shí)，驅(qū)動(dòng)器將有最大的輸出擺幅，但當(dāng)驅(qū)動(dòng)要求非常低輸入共模電壓的低電壓ADC時(shí)會(huì)出現(xiàn)問題。走出這個(gè)困境的簡單方法(圖12)是驅(qū)動(dòng)器輸出和ADC輸入之間采用交流耦合連接，從驅(qū)動(dòng)器輸出中去除ADC的直流共模電壓，并允許適合ADC的共模電平應(yīng)用于交流耦合側(cè)。例如，驅(qū)動(dòng)器可以工作在單5V電源和VOCM=2.5V條件下，而ADC可以工作在單1.8V電源，此時(shí)在標(biāo)記為ADC CMV的點(diǎn)必需施加0.9V的輸入共模電壓。

圖12：采用交流耦合輸出的直流耦合輸入電路。