高頻變壓器傳遞低頻電功率技術(shù)的研究

控制原理框圖及各點(diǎn)電壓波形如圖4所示。vc為待傳遞放大的低頻調(diào)制信號（如50Hz正弦波信號），vt為單極性等腰三角形高頻載波信號（如20kHz高頻三角波）。為實現(xiàn)vg1～vg4各點(diǎn)波形，采用以下控制策略。

1）把低頻調(diào)制信號vc與高頻載波三角波信號vt相比較，得到與vc同頻率的單極性SPWM信號vg1；

2）把低頻調(diào)制信號vc經(jīng)過零比較器比較，得到與vc同頻率的低頻開關(guān)脈沖信號vg3；3）把低頻信號vc反相得到與vc同頻率的調(diào)制信號－vc，再用－vc與載波信號vt相比較，得到與vg1同頻率的相位差的單極性SPWM信號vg2；4）把調(diào)制信號－vc經(jīng)過零比較器比較，得到與vg3同頻率的相位差的低頻開關(guān)脈沖信號vg4。

2.3主電路拓?fù)?/p>

圖5所示為傳統(tǒng)的帶復(fù)位繞組的單端反激變換器，復(fù)位繞組N2的匝數(shù)等于繞組N1的匝數(shù)。當(dāng)開關(guān)管V導(dǎo)通時，D3反向阻斷，變壓器儲能。在V關(guān)斷時，D3導(dǎo)通，變壓器的儲能向負(fù)載Zl及濾波電容Cf輸出；D2導(dǎo)通，N2作為復(fù)位繞組將變換器的漏感儲能回饋到電源U中，并箝位V上的Uds為2U。

圖6所示為新型DC/AC功率傳輸電路拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)。N1、V1、N3組成一單端反激變換器，它與由N2、V2、N3組成的另一單端反激變換器構(gòu)成雙組合式單端反激變換器，并在控制信號周期的正負(fù)半周受vg1、vg2高頻SPWM脈沖的控制分別斬波導(dǎo)通。V3、V4組成雙向高頻整流器，在控制信號周期的正負(fù)半周分時導(dǎo)通，并相互與對方體內(nèi)寄生的并聯(lián)二極管構(gòu)成整流電路。

電路處于低頻AC正半周時（vg1～vg4信號波形

圖4控制原理框圖及各點(diǎn)電壓波形圖

(a)V1開通時等效電路圖

(b)V1關(guān)斷時等效電路圖

圖8三角形法生成SPWM波

參見圖4），vg2=0，V2處于關(guān)斷狀態(tài)，vg3為高電平，V3處于導(dǎo)通狀態(tài)。在高頻脈沖周期內(nèi)，當(dāng)vg1高電平加到V1門極上時，其等效電路如圖7(a)所示。變壓器原邊，V1隨門極施加的高電平導(dǎo)通，電源U、繞組N1和功率開關(guān)管V1形成回路。而在變換器副邊，繞組N3的極性為上負(fù)下正。V3隨vg3為高電平而開通。V4隨vg4=0而關(guān)斷，其體內(nèi)寄生二極管反向關(guān)斷。副邊沒有形成電流回路，無電流流過。變壓器處于能量儲存階段。因此，電流i1=t線性增加，直至I1p=ton，變壓器磁芯儲能也增至（其中L1為繞組N1的電感量）。
當(dāng)V1隨vg1=0而關(guān)斷時，其等效電路如圖7(b)所示。變壓器原邊，由于V1關(guān)斷，漏感儲能引起較大反壓加在V1兩端，由于N1的匝數(shù)等于N2的匝數(shù)，當(dāng)UN2=U時，V2的體內(nèi)寄生二極管D2導(dǎo)通,箝位V1上的Uds為2U。N2此時作為復(fù)位繞組與D2構(gòu)成通路，將變壓器中的漏感儲能回饋到電源U中；變壓器副邊，繞組N3此時的電壓極性為上正下負(fù)，N3、V3、Cf、Zl和V4的體內(nèi)寄生二極管D4形成回路。此時由D4承擔(dān)高頻整流任務(wù)，得到一高頻直流脈沖，經(jīng)Cf濾波后，向負(fù)載Zl輸出低頻電功率，完成該單個脈沖內(nèi)變換器的能量傳遞。由SPWM調(diào)制原理可知，當(dāng)頻率調(diào)制比mf=足夠大時，可忽略系統(tǒng)相移，在高頻濾波電容Cf上，得到輸出電壓vo=Vosinω1t與vc同頻同相。

2.4磁復(fù)位技術(shù)的要求

在高頻變壓器原邊，當(dāng)V1或V2接收SPWM脈沖列導(dǎo)通時，由于調(diào)制的頻率很低，遠(yuǎn)遠(yuǎn)小于高頻載波的頻率，在低頻調(diào)制信號的正半周或負(fù)半周內(nèi)，施加在變壓器繞組上的是同一方向的電壓，變壓器磁芯中的磁通將級進(jìn)地逐漸增加，最終導(dǎo)致磁芯飽和，造成偏磁或單向磁化，導(dǎo)致很大的磁化電流而使電路無法正常工作。本文提出逐個脈沖磁復(fù)位技術(shù)，就是在每個高頻脈沖之后及時采取措施，使每一個高頻脈沖引起的磁通增加都回復(fù)到零，從而避免磁芯飽和。三角形法生成單極性SPWM波如圖8所示（以控制信號為低頻AC為例）。圖中控制信號電壓（調(diào)制波）vc=Vsinsinω1t（式中：ω1=2πf1，f1為逆變器輸出電壓要求的基波頻率，也為調(diào)制頻率；Vsin為控制信號電壓的峰值），vt為等腰三角形載波電壓，Vtri為載波電壓的峰值，載波頻率為fs，周期為=Ts。則幅度調(diào)制比ma=，頻率調(diào)制比mf=。

當(dāng)fsf1、mf為偶數(shù)，且vc與vt起始相位相等時，vt、vc的波形有如圖8所示的關(guān)系，以下就這種情況進(jìn)行討論。

從時間tn－1到tn是vt的第n個載波周期

tn－1=(n－1)Ts

tn=nTs其頂點(diǎn)=(n－)Ts

故有等腰三角波vt的兩段直線方程：當(dāng)(n－1)Tst(n－)Ts時，

vt1=2Vtrifs[t－(n－1)Ts]當(dāng)(n－)TstnTs時，

vt2=－2Vtrifs(t－nTs)