四相調(diào)制(QPSK)發(fā)射機(jī)的設(shè)計(jì)方案

以往在空空導(dǎo)彈遙測(cè)中多采用PCM/FM體制，發(fā)射機(jī)為調(diào)頻方式，多工作于鎖相調(diào)頻方式。某低空炮彈遙測(cè)系統(tǒng)為提高抗地面多徑干擾的能力，采用了直序擴(kuò)頻調(diào)制，需要使用四相調(diào)制(QPSK)發(fā)射機(jī)。該發(fā)射機(jī)與信號(hào)采集電路采用數(shù)字接口，利用雙路差分輸出數(shù)/模轉(zhuǎn)換電路AD9761產(chǎn)生基帶I/Q信號(hào)，利用ADF4360-1鎖相環(huán)產(chǎn)生差分本振信號(hào)，利用AD8346進(jìn)行差分正交調(diào)制，采用差分電路提高了系統(tǒng)性能，降低了本振泄漏，采用射頻放大芯片HMC478和HMC457將信號(hào)放大到29 dBm。經(jīng)測(cè)試功率輸出端的信號(hào)調(diào)制矢量誤差(EVM)為5%。該發(fā)射機(jī)已經(jīng)參與遙測(cè)系統(tǒng)試驗(yàn)，結(jié)果證明工作穩(wěn)定。

　　1 發(fā)射機(jī)常用調(diào)制方式

　　發(fā)射機(jī)調(diào)制方式常用中頻調(diào)制和射頻直接調(diào)制2種方式。中頻調(diào)制是在較低的中頻上進(jìn)行調(diào)制后，再通過混頻等頻率變換，把該中頻信號(hào)搬移到需要的發(fā)射載波頻率上去。對(duì)射頻的直接調(diào)制是在需要發(fā)射的射頻頻率上進(jìn)行的，直接把基帶信號(hào)調(diào)制到射頻載波頻率上，沒有變頻環(huán)節(jié)。兩種調(diào)制方式各有優(yōu)缺點(diǎn)，主要對(duì)比見表1。

　　由于中頻調(diào)制一般是在較低的頻率上進(jìn)行的，調(diào)制器的選擇范圍大，易于實(shí)現(xiàn)，并且由于變頻環(huán)節(jié)的存在，對(duì)調(diào)制的直流分量和載波泄露都有較好的抑制。但因采用了變頻環(huán)節(jié)，所以相對(duì)直接射頻調(diào)制需要增加混頻器、濾波器和一級(jí)本振，提高了系統(tǒng)復(fù)雜度，增加了系統(tǒng)成本，可靠性也有所降低。同時(shí)由于中頻頻率較低，難以實(shí)現(xiàn)較高的調(diào)制帶寬。

　　射頻直接調(diào)制的方法具有系統(tǒng)簡(jiǎn)單可靠，調(diào)制帶寬寬，器件少，成本低等優(yōu)點(diǎn)，比較適合高數(shù)據(jù)率、小體積等場(chǎng)合的應(yīng)用需要。但存在適應(yīng)載波頻率受限，載波泄露較大，對(duì)本振要求要較高等問題，在對(duì)載波泄漏、帶外衰減的要求嚴(yán)格時(shí)難以滿足指標(biāo)要求。

　　2 發(fā)射機(jī)設(shè)計(jì)

　　本系統(tǒng)工作在遙測(cè)專用的S波段，一般情況下用戶數(shù)有限，對(duì)于載波泄漏和帶外衰減要求不太嚴(yán)格，而本系統(tǒng)關(guān)鍵問題是遙測(cè)艙可用空間小，需要抗很強(qiáng)的炮彈發(fā)射過載，因此本方案選用射頻直接調(diào)制方式。本發(fā)射機(jī)本振和I，Q信號(hào)都采用差分輸出方式，利用差分接口的調(diào)制器實(shí)現(xiàn)調(diào)制，較好地抑制了電路中的共模干擾。圖1為發(fā)射機(jī)原理框圖?；鶐盘?hào)經(jīng)濾波對(duì)射頻本振進(jìn)行調(diào)制，而后經(jīng)射頻放大、低通濾波器除諧波輸出。

　　2.1 數(shù)字接口設(shè)計(jì)

　　因前端數(shù)字電路可直接輸出差分的I，Q數(shù)字信號(hào)，因此設(shè)計(jì)初期在發(fā)射機(jī)中未設(shè)計(jì)數(shù)字接口電路，直接由前端數(shù)字電路輸出的差分I，Q信號(hào)對(duì)射頻本振進(jìn)行正交調(diào)制，但經(jīng)實(shí)際試驗(yàn)，調(diào)制特性太差，主要原因在于數(shù)字電路輸出與調(diào)制器難以匹配。因此對(duì)其進(jìn)行了改進(jìn)，在發(fā)射機(jī)內(nèi)加入了由AD9761雙路差分輸出DAC構(gòu)成的接口電路。該電路具有40 MSPS轉(zhuǎn)換速率(單路40 MSPS)、10 bit DAC、雙路差分轉(zhuǎn)換輸出，并

　　且具有2倍采樣插值濾波功能。該電路輸出為電流模式，能夠?qū)崿F(xiàn)與調(diào)制器的良好匹配。

　　2.2 基帶濾波電路設(shè)計(jì)

　　符號(hào)速率為1 MHz的隨機(jī)序列頻譜如圖2所示。對(duì)信號(hào)進(jìn)行濾波可以對(duì)邊帶信號(hào)進(jìn)行抑制，減小帶寬的占用。如果采用模擬濾波則需要的濾波器階數(shù)很高，這會(huì)增大濾波器的體積，降低環(huán)境的穩(wěn)定性。采用數(shù)字濾波技術(shù)可以很方便地實(shí)現(xiàn)高階濾波，對(duì)近端帶外信號(hào)進(jìn)行抑制，降低對(duì)模擬濾波器的要求。本方案采用的數(shù)字接口電路是具有2倍采樣43階FIR的低通插值濾波電路，相當(dāng)于增加了濾波器，阻帶抑制達(dá)到62 dB，因此調(diào)制輸出的信號(hào)頻譜特性得到了很大改善，通帶外的近端頻譜得到了很大抑制，對(duì)于高于轉(zhuǎn)換時(shí)鐘的頻率，其濾波特性的周期性折疊。圖3為經(jīng)過插值數(shù)字濾波后的頻譜與原頻譜的對(duì)比，數(shù)字插值濾波電路的阻帶抑制使模擬濾波器有較寬的過渡帶，電路要求得以降低。

　　為簡(jiǎn)化電路，本方案采用了較簡(jiǎn)單的RC濾波電路，旁瓣抑制達(dá)到40 dB。

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