1.9GHz基站前端射頻LNA仿真與實現(xiàn)
對于非線性模擬,常以諧波平衡模擬(hb)來實現(xiàn)。非線性模擬方法hb計算速度快,能夠處理分布元件和分立元件的電路,并很容易與更高階諧波及互調(diào)元件相容。atf-54143管的pldb和oip3模擬非線性模型是基于w.r.curtice模型,這個模型可以非常近似地模擬直流和小信號工作狀態(tài)(包括噪聲),對于截點的模擬則做出模擬預(yù)測結(jié)果比實際值要偏低。p1db和oip3的值如麥2所示:當(dāng)平衡lina放大器的oip3模擬結(jié)果為32.1dbm時,p1db則為20.8dbm,p1db的模擬結(jié)果與實樂的測量結(jié)果很接近,而oip3的模擬結(jié)果則偏低,實際均測量結(jié)果達到37dbm。
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1.4lna的穩(wěn)定性分析
除了能夠得出增益、nf、p1db和輸入輸出回波等重要參數(shù)外,軟件模擬還能夠得出關(guān)于電路設(shè)計穩(wěn)定性的信息。它是電路能否正常工作的重要前提。模擬軟件計算rollet穩(wěn)定性因子k和作穩(wěn)定性圓是兩種很容易做到的方法,它們可以明確地表示出穩(wěn)定性的數(shù)據(jù)。圖7示出的rollett穩(wěn)定因子k的模擬值.(k>1)表明:在1.9~2;.0ghz工作帶寬范圍,電路能夠實現(xiàn)無條件穩(wěn)定。
1.5實際設(shè)計的pcb電路
根據(jù)上述的設(shè)計及仿真結(jié)果,依照圖3所示的放大電路原理圖,可以進行最后的實際布局。要使電路工作在1.92ghz~1.98ghz頻率范圍內(nèi)滿足規(guī)范值,pcb板的布局設(shè)計應(yīng)可以變化調(diào)節(jié),即可加入或減掉某些元件,使輸入輸出阻抗匹配網(wǎng)絡(luò)可以調(diào)節(jié)匹配達到最佳,優(yōu)化電路性能??紤]到實際應(yīng)用的廣泛性(同時也考慮設(shè)計中的其他因素的影響),pcb板的蝕刻選擇在0.031英寸厚的fr-4材料上(正常條件下其er值是5.6),lna的射頻布局主要準則是電路必須保證平衡的結(jié)構(gòu),且放大器的每條支路的路徑長度必須相等。如果長度不相同,結(jié)果則會影響信號的相位求和,并且輸出功率和ip3都要比預(yù)期值要低。為做到這點,下路的atf-54143逆時針旋轉(zhuǎn)了90°,這樣很容易把上下rf微帶通路復(fù)制出來,從而做到兩路完全相同、實現(xiàn)平衡。
2實際測量結(jié)果 得到了完整的電路pcb板后,就要實際測量電路的各個參數(shù),驗證設(shè)計的仿真結(jié)果是否與之相符,是否最終符合表1的設(shè)計技術(shù)規(guī)范。本文所采用的測試儀器是hp8753es網(wǎng)絡(luò)分析儀和hp8970b噪聲儀。圖8、圖9表達出放大器實測的nf和增益曲線,在帶寬為0.1ghz的頻率范圍內(nèi)nf的值在0.8db和1.0db之間,增益在1.97chz達到最大值15.5db,在1.99ghz達到了15.3db。由于nf是在實際pcb板外腔體內(nèi)測得的,包含了同軸連接器的損牦和二級噪聲損耗,其測量指標(biāo)表明實際的電路nf特性要稍差于模擬特性。圖10是輸入、輸出的回波曲線。當(dāng)頻點在1.96ghz時,輸入回波為18db,輸出回波達到22.5db,放大器的oip3在直流偏置vds=3v,id=60ma時測得值為37dbm,p1db為21.4dbm。電路在較低的偏置狀態(tài)下vds=3v,id=40ma放大器的nf和增益都沒有降低,只有oip3測出下降為36.5dbm。
從以上結(jié)果可以看出,lna放大器在工作頻帶具有優(yōu)異的性能,完全滿足技術(shù)規(guī)范參數(shù)。
本文給出了基于e-phemt管atf-54143和混合耦合器2a1306-3的射頻低噪聲放大器的設(shè)計、仿真分析與測試。測試結(jié)果表明,實際測得的lna技術(shù)指標(biāo)能夠與仿真結(jié)果較好地吻合,E-pHEMT管的低噪聲系數(shù)和高OIP3使它在高動態(tài)范圍電路設(shè)計上具有很大的優(yōu)勢,并且該放大器的技術(shù)指標(biāo)達到了CDMA基站的接收前端對低噪聲放大器的規(guī)范要求,具有很好的應(yīng)用前景。
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