基于AD8349的無線直接變頻發(fā)射機設(shè)計與實現(xiàn)

關(guān)鍵詞：直接變頻 幅相不平衡 發(fā)射機AD8349

引言

無線發(fā)射機的體系結(jié)構(gòu)長期由超外差式所主載。隨著半導體工藝技術(shù)的進步和對移動通信設(shè)備小型化、低功耗、多功能需求的不斷增加，基于正交調(diào)制的直接正交上變頻技術(shù)DQUC（direct quadrature up-conversion）得到了迅速發(fā)展。它能夠直接將基帶信號搬移到射載頻并消除無用的邊帶信號，以實現(xiàn)單邊帶調(diào)制。其突出優(yōu)點是不要中頻放大、濾波、變頻等電路，同時放寬了對變頻器后濾波器的性能要求，甚至可以不需要濾波器，從而極大地減小了發(fā)射機的體積、重量、功耗和成本。但這項技術(shù)也存在很多缺點，如正交調(diào)制信號和正交本振信號相位和幅度的不平衡，對直流偏移失真非常敏感等，因此導致嚴重的邊帶和本振泄漏。

1 DQUC的邊帶和本振信號泄漏分析

典型的DQUC無線發(fā)射機的功能框圖如圖1所示，其中I（t）和Q(t)是正交基帶調(diào)制信號，fLO是射頻本振信號，fRF(t)是已調(diào)射頻信號。電路工作時，fLO先經(jīng)分相器移相產(chǎn)生正交本振信號fLO_I(t)和fLO_Q(t)，然后分別與正交基帶信號I（t）和Q(t)相乘后作代數(shù)（加或減）運算，低消無用邊帶信號，輸出想要的邊帶信號fRF(t)，從而實現(xiàn)單邊帶調(diào)制。

理想情況下，正交調(diào)制信號I（t）,Q(t)是正交本振信號fLD_I(t),fLD_Q(t)的幅度和相位分別完全平衡，且不存在直流偏移。因此DQUC輸出的RF信號fRF(t)是一個理想的單邊帶信號，不存在邊帶和本振泄漏問題。但在實際情況下，I(t)、Q(t)和fLO_I(t),fLO_Q(t)信號總是存在幅度和相位的平衡及直流偏移誤差。為了便于分析問題，假設(shè)實際的I（t）,Q(t)和fLD(t),fLO_Q(t)信號分別為

式中，G，ψ，D分別為I（t）和Q(t)信號之間的歸一化幅度比、正交相位誤差和直流偏移誤差；A，θ，E分別為fLO_I(t)與fLD_O(t)信號之間的歸一化幅度比、正交相位誤差和直流偏移誤差。理想情況下，A=G=1；ψ=θ；D=E=0。

DQUC的輸出信號fo(t)可表示為

是泄漏的下邊帶無用信號fLSB(t),Dacos(ωct+θ)是泄漏的本振信號，Egcos(ωt+θ)+是輸出的低頻分量，通過BPF濾除。顯然，fRF(t)主要包括fHSB(t)、fLSB(t)和Dacos(ωct+θ)。下面著重對邊帶與本振泄漏問題進行討論。

2 無用邊帶和本振泄漏

由上文中的fo(t)公式可知，泄漏的無用邊帶信號fLSR(t)為

可調(diào)節(jié)A值，使AG→1，則有

泄漏的本振信號fc(t)為

fc(t)=DAcos(ωct+θ)≈Dcos(ωct+θ) (7)

顯然，fc(t)主要是由I(t)和Q(t)信號存在的直流偏移引起的。因此，在電路設(shè)計時，I(t)和Q(t)信號傳輸最好采用交流耦合，以減小或消除直流偏移，從而減小或消除本振信號的泄漏。當然，電路中的EMC和CMI如果未得到很好的解決，也會引起較嚴重的本振泄漏。

3 DQUC的邊帶抑制能力

DQUC的邊帶抑制能力通常用邊帶功率抑制比（PSPR）來定量表示，也就是楊要的邊帶信號功率和需要抑制的無用邊帶信號功率的比值，即

考慮到正交本振信號是由正交調(diào)制器內(nèi)部的分相網(wǎng)絡(luò)產(chǎn)生的，其正交相位差ψ很小，近似等于0，所以，上式可以簡化為

用MATLAB軟件對上式進行計算分析，可以得出PSPR，AG和ψ→1，正交相位誤差ψ→0，即幅度和相位趨向平衡時，PSPR很大，當AG逐漸偏離1，ψ逐漸偏離0，即幅度和相位的不平衡度增大時，PSPR急劇下降；當AG→0.9, ψ→10時，PSPR僅有二十幾個dB，邊帶泄漏已非常嚴重。顯然，DQUC對正交調(diào)制信號（包括正交本振信號）幅度和相位平衡度的要求非常嚴格。

在實際電路中，AG的調(diào)節(jié)較為方便，通過嚴格地調(diào)制可以使AG→1。但由于現(xiàn)有集成電路工藝水平的限制和電路布線、布局的影響，把正交相位誤差限制在2以內(nèi)已非常困難。即在實際電路優(yōu)化設(shè)計時，保證PSPR≥35dB比較困難。

4 直接變頻發(fā)射機設(shè)計

直接變頻發(fā)射機的結(jié)構(gòu)如圖3所示。直接變頻發(fā)射機直接正交上變頻調(diào)制器、高穩(wěn)定度本振和功率放大器三部分組成。圖中的I[9：0]和Q[9：0]是二路正交數(shù)字基帶信號，經(jīng)過高速雙通道TxDACAD9763變?yōu)槟MI/O信號。模擬I/O信號分別通過脈沖成形和抗碼間干擾升余弦根低通濾波后送入直接正交上變頻器AD8349，被直接調(diào)制到射頻載波上并送入后級射頻功率放大器放大，最終通過天線輻射。AD8349是ADI公司最新推出的高性能0.7～2.7GHz直接正交上變頻器，調(diào)制帶度高達160MHz。

直接變頻發(fā)射機對無用邊帶和本振泄漏的抑制能力除了與I(t)、Q（t）和fLO_I(t)、fLO_Q(t)信號的相位和幅度的不平衡度及其直流偏移有關(guān)外，還與PCB的板材、電路及其參數(shù)的優(yōu)化設(shè)計、布局、布線等因素有很大的關(guān)系。另外，在直接變頻發(fā)射機中，由于PA輸出信號的頻率和本振信號的頻率非常接近，所以往往會反串到本振鎖相環(huán)路中，對VCO輸出信號的頻率產(chǎn)生很強的牽引作用，引起本振信號頻率的偏移。為了抑制無用邊帶和本振泄漏，主要采取了以下幾項優(yōu)化設(shè)計措施。

（1）I（t）、Q（t）信號傳輸采用差分線與交流耦合方式，消除了I(t)、Q（t）信號之間的直流偏移誤差。

（2）利用外接線性可變電阻器調(diào)節(jié)AD9763內(nèi)二個DAC的電流源的電流幅度比，也就是間接調(diào)節(jié)I（t）和Q（t）信號的幅度比A，以此去補償正交本振信號的幅度比G的偏差，使AG→1，從而減小正交調(diào)制信號和本振信號的幅度不平衡度。

圖3

（3）對正交相位誤差的校正采取的措施是DAC后的抗碼間干擾低通濾波器LPF選用配對的集成電路，因其具有很好的相位和幅度匹配特性。其次，I（t）和Q（t）信號的布局和布線采用了對稱或差分結(jié)構(gòu)，基本上可以把I(t)和Q（t）信號的正交相位誤差限制在2之內(nèi)。另外，AD8349內(nèi)的本振信號分相器也存在一定的相位誤差，因此，在電路實際調(diào)試過程中，可以將二個LPF的互換，用正交調(diào)制信號的相位誤差對消正交本振信號的相位誤差。

（4）采用諧波法產(chǎn)生本振信號，即VCO輸出信號的頻率為本振信號的2倍，然后對其進行2分頻，這樣就可以使RF信號的頻率和VCO輸出信號的頻的頻率上錯開，從而解決了PA信號對VCO可能造成的頻率牽引問題。

（5）由于DQUC的本振輸入信號和RF輸出信號的頻率通常都很高（1GHz以上），所以，本振信號輸入端采用了50Ω微帶線和傳輸線變壓器，以實現(xiàn)阻抗匹配和不平衡與平衡變換；RF信號的輸出采用50Ω微帶線和SMA接頭，以實現(xiàn)阻抗匹配和射頻信號接口。

圖4

5 直接變頻發(fā)射機的測試結(jié)果

直接正交上變頻調(diào)制器的測試頻譜如圖4所示。測試結(jié)果如下所述。

基帶I，Q信號：28bit/1.2288Mcps；中頻頻率：1570MHz；邊帶抑制比：-35.05dBc；載波泄漏：-36dBc;鄰道干擾抑制比：優(yōu)于-41dBc。

功率放大器指標如下：

最大輸出功率：33dBm；諧波：小于-600dBc；效率：20%。

直接正交上變頻調(diào)制器和RF功率放大器聯(lián)調(diào)的測試頻譜如圖5所示。測試結(jié)果如下所述。

最大輸出功率：33.3dBm@1570MHz（測試時外加衰減15.7dB）；載波泄漏：-37dBc；鄰道抑制比：-41.92dBc@2.5MHz。

圖5

6 結(jié)束語

DQUC對調(diào)制信號和本振信號的正交性標很高，對其幅度和相位失真非常敏感，如果解決不好，將會引起嚴重的邊帶和本振泄漏。本文定量分析和仿真了DQUC的調(diào)制信號和載波信號幅度和相位失真與邊帶和本振泄漏之間的關(guān)系，并針對性地提出了幾項具體的解決措施。同時利用DQUC研制了可用于發(fā)射AM、QAM、2BPSK、QPSK和GSM、CDMA、WCDMA等多模式信號的小型化發(fā)射機。該發(fā)射機與傳統(tǒng)發(fā)射機相比，體積和重量大大減小，非常適合用于移動通信設(shè)備和微小型武器系統(tǒng)。