一種三端口變換器的建模與控制系統(tǒng)設計

由上述狀態(tài)方程及G(s)=(sI-A)-1B得到傳遞函數(shù)及不同占空比下的輸出電壓和光伏輸入電壓。其中，矩陣的行值代表各狀態(tài)變量，列值代表輸入控制量，如G(s)(4，1)代表第4個狀態(tài)變量Uo和第一個控制變量d1之比。Hovr和Hivr可由式(6)設計。

解耦分別得到兩個傳遞函數(shù)后，利用波特圖設計閉環(huán)控制器。圖4示出Uo(s)／d1(s)的開環(huán)波特圖?？梢?，此系統(tǒng)穩(wěn)定，但相位裕度較小，且對高頻信號的抑制不夠。積分環(huán)節(jié)對高頻響應有抑制作用，采用PI控制器抑制高頻信號，同時增大低頻增益，以獲得較小的穩(wěn)態(tài)誤差；當然，為保證響應速度，穿越頻率不能太小，同時應保留足夠的相角裕度。綜上考慮，Hovr=(0．005s+5)／s。補償后Uo(s)／d1(s)穿越頻率為556 Hz，相位裕度77．2°。同理可設計出Hivr。

3 實驗結果
采用恒壓源串電阻的形式簡單地模擬光伏組件特性：Uin=40 V，串聯(lián)調(diào)節(jié)電阻2 Ω；電池端選用恒壓源Ub=24．5 V。變壓器變比為1：5，勵磁電感Lm=1 mH，額定功率80 W，開關頻率100 kHz。濾波參數(shù)：光伏輸入端濾波器電容C2=47μF，電池端濾波電容C1=47μF，輸出電感Lo=5μH，輸出電容Co=10μF，控制芯片采用單片機XE162FN。
為驗證以上控制系統(tǒng)設計。在0．1 s和0．2 s時分別改變輸出電壓和光伏端輸入電壓指令，閉環(huán)條件下負載變化時各端口電壓電流特性如圖5和圖6所示。

圖5中．在0．1 s時輸出電壓指令從80 V階躍至60 V，輸出電壓經(jīng)過0．02 s的波動后，基本調(diào)節(jié)到新的給定值，輸出電流從0．8 A降至0．6 A，輸出功率從64 W降至36 W；電池端電壓經(jīng)過一定波動后達到新的穩(wěn)態(tài)值(由20 V變?yōu)?2 V)，同時電池電流從2．5 A降至1．2 A，電池端功率也從50 W降至24．4 W；而光伏輸入端電壓電流始終保持不變(Uin=38 V，Iin=1 A)。即輸出功率變化時，光伏輸入端功率不變，電池端電壓電流變化以提供功率平衡。
在0．2 s時光伏輸入端電壓指令從36 V階躍至38 V。由圖6可知，輸出電壓電流經(jīng)過微小的波動后保持60 V和0．6 A不變；光伏輸入端電壓很快調(diào)節(jié)到新的給定值38 V，同時光伏端電流從2 A降至0．8 A，光伏輸入端功率由72 W降至30．4W；電池端電壓經(jīng)過一定的波動后達到新的穩(wěn)態(tài)值(由24 V變?yōu)?2 V)，同時電池電流從0．4 A升至1．9 A，電池端功率從9．6 W升至41．8 W；即光伏端輸入功率變化時，輸出端功率不變，電池端電壓電流變化以提供功率平衡。
由實驗結果可見，閉環(huán)條件下，輸出電壓指令變化時，光伏輸入端電壓能夠保持恒定；反之亦然。即輸出電壓和光伏輸入端電壓能夠?qū)崿F(xiàn)解耦控制，輸入或輸出功率變化時，電池端的電壓電流也發(fā)生變化，以提供功率平衡。該控制方法能有效管理各端口之間的能量流，實現(xiàn)輸入與輸出電壓的解耦控制。

4 結論
對一種小功率三端口雙向DC／DC變換器進行了建模分析和控制器設計。次級采用半橋倍壓的形式提高變換器增益，降低變壓器的變比、減小漏感，提高系統(tǒng)效率。此外，該拓撲結合輸出濾波器可抑制紋波電流，改善輸出電流波形。由于拓撲次級采用半波整流方式，所需電容略有增加。此處在分析該變換器工作原理的基礎上，建立了該電路的小信號模型，進而推導了傳遞函數(shù)，設計了控制器。實驗結果表明，系統(tǒng)能夠?qū)崿F(xiàn)輸出電壓與光伏輸入端電壓的解耦控制，能夠靈活調(diào)控各端口的功率，從而實現(xiàn)各端口的能量流控制。