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一種有限雙極性控制ZVZCSPWM全橋變換器

作者: 時間:2012-09-05 來源:網絡 收藏

ucb(t)=-ucbp(2)

本文引用地址:http://butianyuan.cn/article/159948.htm

式中:ucbp為電容Cb上最大電壓。

2)在t1時刻Q1關斷,Q1的關斷是ZVS關斷,原邊電流ip通過C1(充電)、C2(放電)繼續(xù)按原方向流動。C2經過一段時間的放電,在t12時刻C2上的電壓降到零,Q2上的反并聯(lián)二極管開始導通續(xù)流。此階段電容C2兩端電壓uc2(t)變化過程為

uc2(t)=Ipot/(C1+C2)(3)

并有

t12-t1=E(C1+C2)/Ipo(4)

式中:E為直流輸入電壓。

3)由于Cb上的電壓作用,在t2時刻環(huán)流衰減到零,原邊電流變化過程為

ip(t)=Ipo-ucbpt/L1(5)

該狀態(tài)持續(xù)時間(即環(huán)流時間)為

t2-t12=IpoL1/ucbp(6)

此時ucb(t)達到最大值UCbp。由式(2)可近似得到

t2-t0=2UCbpCb/Ipo(7)

4)在t2~t23時刻,電容Cb上的能量通過變壓器漏感對Q2的輸出電容充電,由于時間常數很小,可認為該過程響應速度很快,諧振過程很快結束。穩(wěn)定時Q2兩端電壓保持為UCbp。

5)t23時刻Q4關斷,顯然,由于此時Q4上電壓電流均為零,因此Q4是ZVZCS關斷。經一個固定的死區(qū)時間后,在t3時刻,Q2、Q3同時導通,由于此時Q2兩端電壓為UCbp,由設計可保證UCbp10%E,且環(huán)流已衰減到零,因此可近似認為Q2是ZVZCS導通。而Q3是硬開關導通,而且Q3導通時其兩端電壓大小約為直流輸入電壓大小。而在普通硬開關工作方式下Q3導通時其端電壓是直流輸入電壓的一半,因此ZVZCS模式下Q3導通時輸出電容上的能量損耗反而比普通硬開關狀態(tài)下大,這是這種方法最大的缺點。為了減輕該缺點所帶來的不利因素,Q3、Q4可選輸出電容較小的功率管如IGBT。

6)在t3時刻之后電路工作過程和t0~t3時類似,這里就不詳細分析了。

3 全范圍實現(xiàn)ZVS和ZCS的約束條件

由式(2)可以看到,在占空比一定時,隔直電容Cb越小,UCbp越大,由式(6)可看到,變壓器漏感越小、ucbp越大,則環(huán)流時間越短,因而ZCS實現(xiàn)得越充分。將式(7)代入式(6),并設t12-t0=DT/2(D為占空比,T為開關周期),則有

t2-t12=4CbL1/DT(8)

可見在電路參數固定的情況下,環(huán)流時間是一個固定值,不依賴于負載。實驗也表明,適當減小開關頻率,從而使DT變大,可使環(huán)流時間t2-t12減小,有利于ZCS的實現(xiàn)。

由式(4)可看到C1、C2越大,超前橋臂由導通轉截止后,C2上電壓降到零的過渡時間越長,因而ZVS實現(xiàn)得越好。而且負載越輕(Ipo越?。?,過渡時間越長。而移相由于超前橋臂上下兩個開關管的導通基本是互補的,因此在輕載時很難實現(xiàn)開關管的ZVS導通。而相比之下,方法就顯出它的優(yōu)越性。如當Q1關斷后,Q2導通時刻由移相控制時的t12~t3時刻推后到了t3時刻,可以充分保證只有當Q2的續(xù)流二極管導通后才使Q2導通,從而保證全范圍的ZVS。實驗證明,在正確設計好電路參數后,超前橋臂的ZVS實現(xiàn)得相當好。

4 應用實例

這種控制的,已應用到一種3kW(48V/50A)通信電源模塊的設計當中。具體參數為:輸入220V/15A;輸出56.4V(最大)/53A(最大);開關工作頻率60kHz;功率管為IRG4PC50W(高速型IGBT);變壓器原副方匝數比為24/4;輸出濾波電感40μH;輸出濾波電容5000μF。由于沒有專用的芯片,因此采用UC3825+CD4042合成所需要的邏輯。原理圖如圖3所示。

圖3 控制邏輯生成電路實例

UC3825A是一種峰值電流型控制芯片,在控制環(huán)路中加入電流環(huán)后,電源具有響應速度快,保護迅速,源效應和負載效應好等優(yōu)點。模塊整機功率因數為0.99,效率90%,重約10kg。該產品已成功運行于某移動通信基站現(xiàn)場。

5 結語

有限雙極性控制,能實現(xiàn)全范圍的ZVS和ZCS開關,提高了電源的效率,減小了輸出紋波和電磁干擾。實踐證明了這種控制方法的可靠性。

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