處理大范圍信號(hào)變化的廉價(jià)包絡(luò)線跟蹤器

當(dāng)信號(hào)的占空比或振幅發(fā)生變化，或當(dāng)它的平均電平不可預(yù)測(cè)地在某個(gè)特定直流電范圍內(nèi)變化時(shí)，把頻帶有限的 NRZ（非歸零）數(shù)據(jù)轉(zhuǎn)換到一種適合于微處理器和其它數(shù)字系統(tǒng)的數(shù)字格式，會(huì)產(chǎn)生一些問題。利用交流電耦合把信號(hào)傳輸?shù)侥硞€(gè)固定的基準(zhǔn)比較器，會(huì)產(chǎn)生糟糕的結(jié)果，這是因?yàn)檎伎毡鹊淖兓瘜?dǎo)致平均信號(hào)電平的變化，后者導(dǎo)致輸出信號(hào)時(shí)序的抖動(dòng)或失真。

包絡(luò)線跟蹤器以二極管和 RC 網(wǎng)絡(luò)為基礎(chǔ)，在輸入信號(hào)的偏移之間產(chǎn)生電壓（參考文獻(xiàn) 1）。比較器利用中點(diǎn)電壓作為基準(zhǔn)來產(chǎn)生數(shù)字輸出信號(hào)，它如實(shí)地復(fù)制了原始信號(hào)的時(shí)序信息?；诙O管的電路雖然對(duì)較大信號(hào)非常有效，但對(duì)那些與二極管正向電壓降相比較小的輸入，或者當(dāng)輸入的平均電平朝電路的兩個(gè)電源電壓軌中的任何一個(gè)漂移時(shí)，這種電路會(huì)引入誤差甚至完全失效。

圖1 中的單電源電路不需要二極管，就能重建一個(gè)頻帶有限的 NRZ 數(shù)據(jù)流，它的占空比變化范圍是從低于 5% 到超過 95%，振幅變化范圍是從低于100 mV到電源電壓5V 等等。而且，該電路容忍在兩個(gè)電源線之間變化的平均信號(hào)電平。該電路包含三路模擬開關(guān)IC₁、雙比較器IC₂ 以及幾個(gè)無源元件。

該電路對(duì)輸入信號(hào)的高電平和低電平 V_U 和 V_L 采樣，并在電容器 C₃ 和 C₄ 上產(chǎn)生相應(yīng)的直流電平 V_UC 和 V_LC，由此起到自時(shí)鐘包絡(luò)線跟蹤器功能。C₃和C₄ 之間的兩個(gè)等值電阻器 R₄ 和 R₅ 產(chǎn)生第三個(gè)電壓 V_MID，它等于輸入信號(hào)的中級(jí)電壓 V_M。電容器 C₂ 平滑并過濾 V_MID，后者充當(dāng)輸出比較器 IC_2B 的基準(zhǔn)電位。R₂、R₃ 和 C₁ 提供時(shí)間上的滯后作用，從而即使對(duì)較小的輸入也能確保 V_OUT 的干凈開關(guān)。

為了了解電路的工作，假設(shè) C₄、C₂ 和 C₃ 都放電，即 V_LC、V_MID 和 V_UC 都為 0V。由于輸入信號(hào) V_IN 大于 V_MID 以及在 IC_2A 的反相輸入端的電位，因此兩個(gè)比較器的輸出都變高，并導(dǎo)致三個(gè)模擬開關(guān)處于圖 1 中的位置?，F(xiàn)在，假設(shè) V_IN 處于正峰值振幅 V_U。電容器 C₃ 現(xiàn)在通過 R₁ 和三個(gè)開關(guān)的接通電阻充電。只要 C₃ 不是太大，V_UC 就會(huì)迅速達(dá)到約等于 V_U 的值。

當(dāng) V_IN 降至低于 V_UC 時(shí)，比較器 IC_2A 的輸出變低，迫使模擬開關(guān) IC_1C 改變狀態(tài)，并把 C₃ 從 V_IN 斷開。忽略比較器輸入偏置電流并假設(shè)開關(guān)泄漏電流可忽略不計(jì)，則 C₃ 現(xiàn)在只通過 R₄ 放電。如果 R₄ 足夠大，則較慢的放電速率允許 V_UC 仍然約等于 V_U。

在 C₃ 的充電間隔期間，C₂ 也通過 R₄ 充電。根據(jù) C₂ 和 R₄ 的值以及輸入信號(hào)的正向脈沖的持續(xù)時(shí)間，電壓 V_MID 也許會(huì)超過輸入信號(hào)的低電平 V_L。如果 V_MID 超過 V_L，則比較器 IC_2B 在 V_IN 接近 V_L 時(shí)切斷，并且在 V_OUT 產(chǎn)生的低電平導(dǎo)致 IC_1A 和 IC_1B 改變狀態(tài)。電容器 C₄ 現(xiàn)在通過 R₁ 和各開關(guān)的導(dǎo)通電阻連接到 V_IN，并且迅速充電使 V_LC 約等于 V_L 的電平。

根據(jù)元件值和輸入信號(hào)的時(shí)序參數(shù)，在電路的電壓電平穩(wěn)定在各自的靜態(tài)值（在此，V_UC≈V_U，V_LC≈V_L，V_MID≈V_M）之前，也許會(huì)過去幾個(gè)周期。但是，精心挑選的元件確保了電路迅速達(dá)到平衡。如要確保比較器在V_IN降至低于V_U或升至高于V_L時(shí)正確切斷，就要求R₁在V_IN 和IC_2A的反相輸入端之間提供至少100Ω ~ 1 kΩ 阻抗。更高的值會(huì)導(dǎo)致C₄和C₃充電緩慢。在許多設(shè)計(jì)中，IC_1B和IC_1C的組合導(dǎo)通電阻也許允許省略R₁。

IC_1B、IC_1C 和 IC_2A 的存在確保了 C₃ 在 V_IN 接近或等于 V_U 時(shí)能充電，并且 C₄ 只在 V_IN 接近或等于 V_L 時(shí)才能充電。如果沒有 IC_1B、IC_1C 和 IC_2A，即 V_IN 直接連到 R₁，C₃ 就會(huì)在 V_IN 位于 V_U 和 V_M 之間的下坡放電，并因此拉低 V_UC。與此類似，C₄ 將繼續(xù)在 V_IN 位于 V_L 和 V_M之間的上坡充電，并因此拉高 V_LC。雖然 V_MID 也許約等于 V_M，但這種最小程度的配置的性能較差，特別是對(duì)于小信號(hào)以及在極端的占空比時(shí)。

圖1中的元件為5 kHz~50 kHz 的輸入頻率產(chǎn)生了良好結(jié)果。低于5 kHz 的頻率也許需要較大的電容器值，高于50 kHz的頻率也許需要降低各電容器值并選擇具有最短響應(yīng)時(shí)間的比較器。借助適當(dāng)選擇的元件，電路在達(dá)到或超過128 kbps時(shí)性能很好。

R₅、R₄、C₂ 的值以及（在較低程度上）各模擬開關(guān)的導(dǎo)通電阻和 R₁、C₄ 和 C₃ 決定了電路對(duì)輸入信號(hào)振幅或平均電平突然變化的響應(yīng)時(shí)間。如果使 C₂ 約為 C₄ 和 C₃ 的十分之一，就能確保迅速的響應(yīng)時(shí)間，但太小的值會(huì)在 V_MID 上產(chǎn)生過多的紋波和噪聲。為了實(shí)現(xiàn)可靠工作，應(yīng)使用等值的 100 kΩ ~ 1 MΩ精密公差電阻器作為 R₄ 和 R₅。如果使用高值電阻器作為 R₄ 和 R₅，就應(yīng)選擇具有低輸入偏置電流的比較器作為 IC₂。為了檢測(cè)那些也許會(huì)接近正電源、0V或同時(shí)接近二者的信號(hào)，應(yīng)確保 IC₂ 提供滿擺幅輸入能力。用低阻抗陶瓷電容器為每個(gè) IC 的電源旁路。

請(qǐng)注意：如果沒有輸入信號(hào)（即向 V_IN 施加直流電平時(shí)），V_OUT 也許會(huì)包含隨機(jī)脈沖，它們是由噪聲以及各比較器保持 V_MID 等于 V_IN 的平均直流電平的嘗試導(dǎo)致的。為了消除這些脈沖，應(yīng)撤消 C₁ 以便用“正常的”滯后作用代替時(shí)間滯后作用，但應(yīng)確保 R₂ 和 R₃ 設(shè)置的滯后電平與最小輸入信號(hào)振幅相比不會(huì)過大。

圖2顯示了電路對(duì)占空比約為 5%、振幅為75mV的帶寬有限輸入信號(hào)的響應(yīng)。水平跡線V_MID整齊地把波形一分為二。底部跡線顯示了位于V_OUT的重建信號(hào)。在圖3中，電路處理了約為200 mV p-p的電感耦合收發(fā)器（上部跡線）的實(shí)際輸出。同樣，下方的跡線顯示了位于V_OUT的重建信號(hào)。