基于IC控制器FAN4810的500WPFC電源的設計

2.2.2.2 輸出電容C₅的選擇

支持（hold-up）時間t_HLD是確定C₅容值的主要依據(jù)。t_HLD是在AC電源中斷之后，變換器輸出仍然在規(guī)定范圍的保持時間。其間，C₅中儲存的能量J=P_ot_HLD，同時還可表示為J=〔CV_o²－C〕，由此可得

C=（2）

可選取t_HLD=20ms，同時將P_o=500W，V_o=400V和V_o(MIN)=300V代入式（2），得C=285.7μF，可選擇330μF/450V的高壓鋁電解電容器。

2.2.2.3 振蕩器定時元件R₆和C₁₈的選擇

FAN4810腳7外部電阻R₆和電容C₁₈共同設置振蕩器頻率f_s。

f_s=（3）

由于f_s=100kHz，若選擇C₁₈=470pF，R₆的阻值為41.75kΩ，可選取41.2kΩ。

2.2.2.4 增益調制器輸入電路元件的選擇

增益調制器在腳2（I_AC）上的輸入電流由電阻R₁(R_1A＋R_1B)來編程。R₁可利用式（4）確定。

R₁≤（4）

式中：G_MAX=2，是增益調制器最大增益；

R_MO=3.6kΩ，是增益調制器輸出電阻；

V_GMO(MAX)=0.75V，是增益乘法器最大輸出電壓。

又V_MIN=80V，據(jù)此可得R₁=1.06MΩ，可采用兩只453kΩ的電阻串聯(lián)而成，功耗均為（1/8）W。

R₂(R_2A＋R_2B)和R₃與R₄組成電阻分壓器，同時R₂，R₃，R₄和C₃，C₂組成兩級低通濾波器。為使增益調制器在低AC線路電壓V_MIN下有一個最大增益，電阻分壓比必須給出一個1.1V的平均DC電壓施加到FAN4810的腳4（V_RMS）。平均線路電壓V_AV為

V_AV=V_MIN=×80=72.1V

通常R₂＋R₃取1MΩ左右。若取R₂(R_2A＋R_2B)=R₁=2×453kΩ=906kΩ，則R₃的數(shù)值可選取100kΩ。

由于FAN4810腳4上的電壓是1.1V，通過R₂和R₃的電流為

I_(R2＋R3)===70.5μA

這一電流絕大部分通過R₄，因而R₄近似為

R₄==15.67kΩ

可選取R₄=15.8kΩ。

濾波電容C₃和C₂分別由式（5）和式（6）確定。

C₃=（5）

C₂=（6）

式中：f₁=15Hz和f₂=23Hz分別是兩級濾波器的極點頻率。

將相關數(shù)據(jù)代入式（5）和式（6），根據(jù)計算結果，C₃可選擇0.1μF/50V、C₂選擇0.47μF/16V的標準電容器。

2.2.2. 電流感測電阻R₅的選擇

FAN4810腳3通過R₁₇和C₁₉組成的濾波電路連接電流感測電阻R₅(R_5A＋R_5B)。濾波電路用作濾除啟動時浪涌電流引起的浪涌電壓，以保護腳3（ISENSE）。R₅上的電壓降不應超過IC中增益調制器最大輸出增益V_GMO(MAX)，即

R₅≤V_GMO(MAX)/I_L(MAX)（7）

式中：V_GMO(MAX)=0.75V，I_L(MAX)=10.45A。

因此，R₅≤0.072Ω，可選擇0.05Ω，用兩只0.025Ω(3W)的電阻串聯(lián)在一起。

2.2.2.6 電流誤差放大器補償網(wǎng)絡元件的選擇

FAN4810腳1（IEAO）與腳14（V_REF）之間連接的R₁₂，C₆和C₇，組成電流誤差放大器補償網(wǎng)絡。

FAN4810含有一個電流控制環(huán)路和一個電壓控制環(huán)路。在跨越頻率f_c(c1)上電流環(huán)路的開環(huán)增益G_PWM(BOOST)為

G_PWM(BOOST)=（8）

式中：f_c(c1)=0.1f_s=10kHz；

V_RAMP=2.5V為振蕩器斜坡谷—峰值電壓；

V_o=400V，R_s=R₅=0.05Ω，L=420μH。

因此根據(jù)式（8）可得G_PWM(BOOST)=0.303。

在跨越頻率上的電流誤差放大器增益為

G_c(c)==3.3

R₁₂可通過式（9）計算。

R₁₂=G_c(c)/G_(ca)（9）

式中：電流誤差放大器跨導G_(ca)=0.1mS（即0.1mA/V）。

因此R₁₂=3.3/0.1mS=33kΩ，實際選擇33.2kΩ。

電容C₆和C₇容值分別利用式（10）和式（11）計算。

C₆=（10）

C₇=（11）

式中：f_c1(z)=0.2f_c(c1)=2kHz，f_c1(p)=10f_c(c1)=100kHz，