高頻軟開關(guān)靜止變流器并聯(lián)研究

表1給出了該系統(tǒng)在輸入直流母線電壓為額定電壓27V時,負(fù)載分別為阻性和感性情況下的實驗數(shù)據(jù)。

圖5給出系統(tǒng)在阻性額定負(fù)載（3KW）,航空靜止變流器輸出電壓U0和3個逆變模塊的輸出電流i01,i02,i03的波形。(不均衡度優(yōu)于1.31%)。圖6給出系統(tǒng)在感性額定負(fù)載(3KWA)(cosφ=0.766),航空靜止變流器輸出電壓U0和3個逆變模塊的輸出電流i01,i02,i03的波形。(不均衡度優(yōu)于0.09%)。

圖5　阻性額定負(fù)載下,逆變器輸出電壓及各模塊輸出電流波形

說明:：圖5中Ch1為輸出電壓U0(250/格)，Ch2為模塊1的輸出電流i01(10A/格);Ch3為模塊2的輸出電流i02(10A/格)，Ch4為模塊3的輸出電流i03(10A/格);時基為1ms/格。

圖6　感性額定負(fù)載下,逆變器輸出電壓及各模塊輸出電流波形

說明：圖6中Ch1為輸出電壓U0(50V/格)時基為500μs/格，Ch2為模塊1的輸出電流i01(10A/格)，Ch3為模塊2的輸出電流i02(10A/格)，Ch4為模塊3的輸出電流i03(10A/格)。

從上述實驗數(shù)據(jù)和波形可以看出:：利用該種方法實現(xiàn)航空靜止變流器并聯(lián),對于阻性負(fù)載及感性負(fù)載具有較好的均流性能，不均衡度優(yōu)于2%。

在本系統(tǒng)中,由于所有并聯(lián)模塊都跟蹤統(tǒng)一的電流給定,保證了各模塊的電流相位和幅值均能一致,。因此,并聯(lián)模塊間的均流精度較好,并且,在突加突卸負(fù)載時,整個系統(tǒng)都能保持穩(wěn)定,并聯(lián)模塊間的均流精度不受影響。另一方面,由于所有并聯(lián)模塊均為電流型模塊,插入及拔出系統(tǒng)時對系統(tǒng)的輸出電壓影響很小,因此,該系統(tǒng)的熱拔插設(shè)計較電壓型模塊的并聯(lián)熱拔插設(shè)計要方便得多。同時,可以采用文獻(xiàn)5中的分散邏輯方案實現(xiàn)控制冗余。

4　結(jié)　　論

本文對基于主從控制的電流控制型逆變器并聯(lián)系統(tǒng)進(jìn)行了研究,經(jīng)過分析和實驗可以得出以下結(jié)論:
（1）對基于電壓、電流雙閉環(huán)控制的逆變器,可采用公用電壓環(huán)的方案構(gòu)成主從式并聯(lián)系統(tǒng);
（2）公用電壓環(huán)的方案構(gòu)成主從式并聯(lián)系統(tǒng)動靜態(tài)特性較單模塊有所提高;
（3）電流瞬時控制提高了系統(tǒng)的動態(tài)響應(yīng)速度,輸出電壓的失真小;
（4）并聯(lián)系統(tǒng)的輸出阻抗變小,輸出功率與并聯(lián)模塊數(shù)量成正比;
（5）模塊間環(huán)流的大小與各模塊的電流環(huán)放大倍數(shù)以及輸出濾波電容的誤差成正比。保證各模塊的電流環(huán)放大倍數(shù)以及輸出濾波電容一致,便能很好實現(xiàn)各模塊間電流的均分;
（6）并聯(lián)模塊數(shù)的增加并不影響各模塊的均流精度,因此這種控制方式?jīng)]有限制并聯(lián)模塊數(shù)量,能方便地實現(xiàn)電源系統(tǒng)的擴(kuò)容和冗余,有很好的應(yīng)用前景。