D類音頻系統(tǒng)中斬波運放電路的設(shè)計

1 引言

本文在0.35微米N阱工藝的基礎(chǔ)上，設(shè)計了單電源供電的全差分?jǐn)夭ㄟ\放電路，同時，為了減小殘余電壓的失調(diào)， 采用了T/H(跟蹤-保持)解調(diào)技術(shù)，該電路在斬波頻率150KHz工作時，輸入等效噪聲達(dá)到31.12nV/Hz。

在D類音頻放大器的運放電路設(shè)計中，信號的低諧波失真(Total Harmonic distortion)和噪聲對運放的設(shè)計形成挑戰(zhàn)。對于20～20KHz范圍的音頻信號而言，運放的失真主要是由電壓失調(diào)和低頻1/f噪聲引起的。而CMOS工藝相對較高的1/f噪聲和電壓失調(diào)，使得這一問題尤為嚴(yán)重。當(dāng)要求電路的失調(diào)電壓低于1mV且輸入等效噪聲低于100nV/Hz時。普通的CMOS運放很難滿足需求。而常見的靜態(tài)失調(diào)消零技術(shù)，如trimming修調(diào)，雖然能很好地消除電壓失調(diào)的影響，但是卻不能降低1/f噪聲。解決這個問題的最好方法就是采用動態(tài)消零技術(shù)(dynamic offset―cancellation techniques)，如自動穩(wěn)零和斬波技術(shù)。自動穩(wěn)零技術(shù)(Auto zero tiechnique)是通過對低頻噪聲和失調(diào)進(jìn)行采樣，然后在運算放大器的輸入或輸出端將它們從信號的瞬間值中減去，實現(xiàn)對失調(diào)和噪聲的降低。由于自動穩(wěn)零技術(shù)使用的是電容采樣的原理，因此在電路工作中極易將寬帶熱噪聲折疊到基帶頻率內(nèi)，并且運放的帶寬越寬，采樣電容上的噪聲也越多，通常高達(dá)70nV/Hz。斬波技術(shù)(Chopper Technique)是采用調(diào)制和解調(diào)原理，將低頻噪聲和失調(diào)搬移到高頻部分，使用低通濾波濾除，由于沒有熱噪聲的混疊，因此運放的噪聲電壓比自動穩(wěn)零技術(shù)的更低。但是斬波開關(guān)電荷注入和電荷饋通效應(yīng)的影響，仍然可以產(chǎn)生100uV左右的殘余電壓失調(diào)(residual offset)。而且斬波開關(guān)的使用，器件的熱噪聲電平將會有所增加。

2 斬波運放的工作原理

斬波運放的原理如圖1所示，其中Vin是輸入音頻信號，被頻率為fch，幅度為1的斬波開關(guān)調(diào)制，根據(jù)奈奎斯特采樣原理，為了避免信輸入信號的混疊，fch必須遠(yuǎn)大于2倍的信號帶寬。



圖1 斬波運放的原理

經(jīng)過調(diào)制后，信號的被搬移到斬波方波的奇次諧波頻率上。此信號被增益為Av的運算放大器放大，同時運放的輸入噪聲和輸入失調(diào)電壓也被運放放大，運放的輸出經(jīng)過幅度為1，頻率為fch的斬波開關(guān)調(diào)制后，輸出信號為：



從式(1)可以看出，經(jīng)過第2次斬波后，輸入音頻信號被解調(diào)到低頻段，而運放的電壓失調(diào)和低頻噪聲只經(jīng)過一次調(diào)制后被搬移到斬波方波的高頻奇次諧波上，通過低通濾波后，輸出信號中的高頻分量被濾除，低頻分量還原為音頻信號，從而實現(xiàn)了對音頻信號的精確放大。

對輸出信號進(jìn)行傅立葉分析，得到運放的最終輸入噪聲譜密度(PSD)為：



其中系數(shù)K與工藝的噪聲參數(shù)有關(guān)。

3 運放電路的設(shè)計

本文設(shè)計的斬渡放大器為CMOS全差分電路結(jié)構(gòu)。由斬波開關(guān)、主運放電路、輸出級和共模反饋電路四部分組成。電路的工作電壓范圍2.5V～5.5V。斬波運算放大器的電路結(jié)構(gòu)如圖2所示。



圖2 斬波運放的電路結(jié)構(gòu)

輸入斬波開關(guān)完成對音頻信號的調(diào)制作用，斬波開關(guān)在時鐘上沿和下沿都會引入殘余電壓失調(diào)，圖3為零輸入時殘余失調(diào)電壓的波形。



圖3(a)殘余失調(diào)電壓(b)斬波信號



圖4T/H解調(diào)及控制時序

通過對CMOS開關(guān)特性分析可以得出等效輸入殘余失調(diào)電壓為Vos,rmts=2Vspiketfch，其中t是MOS開關(guān)的時間常數(shù)，從此式可以看出消除殘余電壓失調(diào)有三種方法：

1.降低斬波頻率：