PCM和DSD雙功能的DAC芯片PCM1738

PCM1738高級段DAC的總體原理如圖2所示。其高級段的DAC方式主要由反相被償失調(diào)雙極型ICOB解碼部分、5電平三階Δ-∑調(diào)制、高級段數(shù)據(jù)加權(quán)平均DWA和67個電平差動電流段構(gòu)成。當經(jīng)過格式變化后的數(shù)字輸出數(shù)據(jù)進入數(shù)字濾波器后，它首先通過八倍超取樣變換成為24bit/8fs數(shù)據(jù)，然后再將其分割成上位和下位兩段。其中上位段為除去最高位MSB的6bit數(shù)據(jù)，而下位段則是MSB和后17bit組成的一共18個bit的數(shù)據(jù)。運行時，將上位6bit輸入ICOB解碼部分，而將下位18bit數(shù)據(jù)則輸入5電平三階Δ-∑調(diào)制器。這樣利用上位6bit即可調(diào)制出64個臺階的粗波形（m=2的6次方=64），而下位18bit即是數(shù)據(jù)中的6位所不含的殘留量。

解碼器ICOB（Inverted Complementary Offset Binary）稱反相補償失調(diào)二進制，它把不含MSB的6bit數(shù)據(jù)變換成64電平數(shù)據(jù)，然后再分割成適合于電流段工作的63電平工作碼輸出。

5電平三階Δ-∑調(diào)制器的等效電路見圖3所示，在對輸入幅度較大的信號進行調(diào)制時，每個取樣點在振幅方向上的移動設(shè)定在1個電平之內(nèi)。這樣支使振幅對時間軸的誤差（主時鐘引起）相對小一些。

63電平的ICOB數(shù)字輸出和5電平三階Δ-∑調(diào)制器輸出的電平量均為1，在求和電路中可以直接相加成為67電平的ICOB碼，然后再加上Δ-∑調(diào)制信號傳送下去，最后進行數(shù)碼變換操作。

數(shù)碼變換的操作分為兩步，分別為高級DWA和電流段DAC。高級DWA（Advance Data Weighted Averaging）可用來產(chǎn)生數(shù)模變換之后的電流段中需要的最合適的工作時鐘。為了最大限度地抑制模擬誤差，PCM1738用獨立的定時控制和一階噪聲整形操作相組合來實現(xiàn)高精度的低抖動（jitter）。

電流段（Segment）DAC由對模擬量相同加權(quán)的平衡差動電流部分和對此電流段進行開/關(guān)控制的電流開關(guān)構(gòu)成。它是從數(shù)字信號變換到模擬信號的DAC的心臟。圖4是電流段的簡化等效電路。它共有75對差動電流源，可用來自高級DWA的67種電平按輸入量和控制時鐘來對其進行控制以完成變換工作。由于這75對電流源處理67種電平有足夠的余量，因而各個電流源都能工作在最佳狀態(tài)，而不會出現(xiàn)無聲音調(diào)或特大振幅時的失配誤差。

PCM1738除了可以對DVD-Audio的24bit/192kHz PCM編碼進行數(shù)模變換外，還具有對SACD的DSD直接數(shù)據(jù)流進行數(shù)模變換的能力。

圖4的電流源結(jié)構(gòu)也可以用于64fs/1bit的DSD信號的數(shù)碼變換，如果將其作為模擬FIR濾波器使用，基功能相當于圖5所示的FIR濾波器。其中延遲單元D和各種電流段的數(shù)值即為各節(jié)之權(quán)重，此時各電流源采用差動方式工作，以便獲得高品質(zhì)的DSD/模擬變換。

4 PCM1738的應用電路

圖6是PCM1738的應用電路。其中音頻數(shù)據(jù)接入、工作時鐘、控制用串行數(shù)據(jù)接口等部分在圖中已經(jīng)略去，模擬輸出部分公司評估板的實際電路。PCM1738中D/A變換器的模擬輸出為平衡差動電流，其滿幅度（0dB）時為±2.5mA，峰峰值為5mA。所以使用時必須外加電流/電壓（I/V）變換電路，而且同時需要進行雙端/單端變換。當I0端子處于滿幅度時，其輸出Iout為±2.5mA，圖中的反饋電阻R11，R12，R21，R22均為620Ω，這樣，I/V變換出的電壓V0將為±（2.5Rf）mA。另外，由于后段部分帶濾波作用的雙端/單端變換輸出的增益為1，所以實際輸出電壓變?yōu)閮奢斎胄盘栔?。即?p>Vout=Vo-(-Vo)=2Vo,

這樣可得出輸出峰-峰值Vp-p應為2.192Vrms。

頻率響應由與反饋電阻并聯(lián)的電容決定，按照DVD-Audio和SACD標準，其信號的帶域要求應達到100kHz。但實際上仍可根據(jù)需要在一定范圍內(nèi)調(diào)整，本電路中的電容電阻值所決定的最終帶寬為70kHz。