大功率LED驅(qū)動電路研究設(shè)計

摘 要：根據(jù)大功率LED的供能要求，從EMI濾波、功率因素校正、半橋諧振轉(zhuǎn)換三個方面著手，以FAN6961和FSFR2100為控制芯片，設(shè)計了一款大功率的高效率LED驅(qū)動電路，在90～264VAC的線路輸入和滿載下，功率因數(shù)高于93%，效率高于85％，并具有低輸入電流諧波失真和低EMI。

0 引言

大功率LED以其高效率、無污染、長壽命等諸多優(yōu)勢正備受人們的青睞，但是大功率LED需要低電壓、大電流的驅(qū)動電源，為了突出大功率LED的優(yōu)勢，就要求驅(qū)動電源具有較高的效率，較高的功率因數(shù)，并且可以過壓、過流、過熱保護。

1 原理與設(shè)計

本文所設(shè)計電路主要分為EMI模塊、PFC變換器和DC/DC變換器三個部分，其中EMI模塊采用雙環(huán)濾波，達到了較理想的效果；采用飛兆FAN6961芯片作為PFC變換器的控制芯片，使用Boost變換，使功率因數(shù)得到提高；DC/DC變換器采用LLC諧振，以FSFR2100為控制器件，達到了較高的效率，其基本結(jié)構(gòu)如圖1所示。

圖1 驅(qū)動電源設(shè)計結(jié)構(gòu)

1.1 EMI模塊

開關(guān)電源的干擾信號按傳導(dǎo)模式可分為共模干擾信號和差模干擾信號。根絕其特點可粗略地劃分為三個頻段：

0.15~0.5MHz差模干擾為主；0.5~5MHz差、共模干擾共存；5~30MHz共模干擾為主。在設(shè)計時，如果哪個頻段不達標，可針對該頻段加強濾波效果。例如在0.15~0.5MHz頻段不達標，可以加強差模干擾信號的抑制，增大電容Cx的值或添加差模扼流圈；如在5~30MHz頻段不達標，可以加強共模干擾信號的抑制，增大Cy的值或增加共模濾波的級數(shù)。在抑制干擾信號時，重點還是放在共模干擾信號的抑制上。

圖2 雙環(huán)EMI濾波器

1.2 PFC變換器設(shè)計

1.2.1 Boost變換工作原理

Boost變換器亦稱并聯(lián)開關(guān)變換器。當(dāng)驅(qū)動控制信號使開關(guān)晶體管VT導(dǎo)通時，能量從輸入電源輸入，并存儲于電感L中，二極管VD反偏，負載由濾波電容C供給能量。

當(dāng)VT截止時，電感L中的電流不能突變，它所產(chǎn)生的感應(yīng)電勢阻止電流減小，電勢的極性左負右正。二極管VD導(dǎo)通，電感中儲存的能量通過二極管VD流入電容C，并供給負載。

圖3 Boost變換器電路結(jié)構(gòu)

1.2.2 基于Boost的PFC變換器設(shè)計

我們可以看出在開關(guān)管導(dǎo)通期間，電感電壓等于輸入電壓，電感電流隨之線性增加，二極管D1截止，輔助繞組的電壓隨之增加，電流檢測電阻的電壓線性上升；當(dāng)導(dǎo)通時間到達Ton時，開關(guān)管斷開。當(dāng)開關(guān)管斷開時，電感電壓降低，電感電流通過二極管D1流向負載，輔助繞組的電壓隨之降低，電流檢測電阻上無電流流過，開關(guān)管再次開通前，電流檢測電阻上電壓已經(jīng)為0；而零電流檢測端電壓波形與開關(guān)管驅(qū)動波形的脈沖剛好相反，當(dāng)零電流檢測端電壓將為0時，開關(guān)管又開始導(dǎo)通，新一輪的周期開始。可以看出電路工作在臨界導(dǎo)電模式下。

圖4 FAN6961的外圍電路

由下式我們得出開關(guān)管S的電流應(yīng)力為：1.93A。

式1

由于PFC級輸出電壓范圍為400± 20V， 所以V0_max=420V， 考慮選擇PDPF20N50開關(guān)晶體管（VDS=500V, ID＝12.9A, RDS（on）=0.2Ω）。

為了減少噪音，Boost變換器的開關(guān)頻率要做到盡量低，但又必須大于20kHz（低于20kHz人耳能夠聽到）。本研究中設(shè)fmin=40kHz，此時輸入電壓的有效值VRMS＝265V，Vin＝√2VRMS＝374V，V0＝400V，輸入功率Pin＝P0/η＝150/0.85=176.5W。代入下式得：L=220H。

式2

選擇電感L=220H, 選取PQ3230為磁芯，各項參數(shù)查表知道，磁芯有效面積Ae＝161mm2，AL＝5140nH/N2，Le＝7.46cm，磁芯的最高工作磁密Bs＝0.32T，電感的峰值感應(yīng)電流：

式3

電感的匝數(shù)由式（4）決定：

式4

對上式結(jié)果取整，定匝數(shù)為26。

Boost變換器的控制芯片為FAN6961，需要一輔助繞組，根據(jù)FAN6961的使用說明可知其匝數(shù)由式（5）決定：

式5

對上式取整，該輔助繞組的匝數(shù)為3 。

在PFC電路中，通常在整流橋的輸出端接一個小電容，主要用來濾除輸入端的高頻噪音，其容量一般很小。它的取值具有下限值和上限值，其下限值由輸入濾波電容的最大電壓紋波決定，其上限值則由輸入電流與輸入電壓的偏移角決定。

Vin（min）＝√2Vin_RMS_min＝120V，根據(jù)參考文獻可知ΔVci（max）一般取最小輸入電壓峰值處5%。ΔVci（max）＝5%Vin（min）＝6V，L=220H，Pin＝P0/η＝150/0.85=176.5W，V0＝400V，cosβ＝0.9，ω＝100π。代入下式：

式6

式7

由上式可得Cin min＝0.67μF，Cin max＝3.89μF；本文實驗選擇輸入電容684/630V。

將Vmax＝ΔVci（max）/2＝3V，f＝50Hz，f=50Hz，I0＝P0/V0＝0.375A代入下式：

式8

得：C0 min＝199μF，考慮到最大輸出電壓為420V，因此在該實驗中，選取容量220、耐壓450V的電解電容。

1.3 DC/DC轉(zhuǎn)換器設(shè)計

1.3.1 基于LLC諧振的DC/DC變換器

LLC諧振變換器優(yōu)于常規(guī)串聯(lián)諧振變換器和并聯(lián)諧振變換器。首先，它可以在輸入和負載大范圍變化的情況下調(diào)節(jié)輸出，同時開關(guān)頻率變化相對很小。第二，它可以在整個運行范圍內(nèi)，實現(xiàn)零電壓切換（ZVS），從而降低了開關(guān)損耗，提高效率。最后，所有寄生元件，包括所有半導(dǎo)體器件的結(jié)電容和變壓器的漏磁電感和激磁電感，都是用來實現(xiàn)ZVS的。

圖5所示為LLC諧振變換器的工作原理圖，LLC諧振轉(zhuǎn)換器一般包含一個帶MOSFET的控制器（本文采用FSFR2100作為控制器）、一個諧振網(wǎng)絡(luò)和一個整流網(wǎng)絡(luò)。

圖5 LLC諧振變換器工作原理圖

FSFR2100以50%的占空比交替驅(qū)動兩個MOSFET，隨負載變化而改變工作頻率，調(diào)節(jié)輸出電壓。諧振網(wǎng)絡(luò)包括兩個諧振電感和一個諧振電容。諧振電感Ls、Lm與諧振電容Cs主要作為一個分壓器，其阻抗隨工作頻率而變化從而獲得所需的輸出電壓。整流網(wǎng)絡(luò)對諧振網(wǎng)絡(luò)產(chǎn)生的正弦波形進行整流，然后傳輸?shù)捷敵黾墶?/font>

1.3.2 LLC諧振各參數(shù)計算

由公式最小電壓增益

其中K取8，則最小電壓增益為：

式9

如圖6所示。

圖6 最小電壓增益

知PFC級輸出電壓為

=405V，經(jīng)查得變壓器輸出端整流二極管FFPF12UP2ODN壓降VF=1.15V，要求輸出電壓V0=50V則變壓器匝數(shù)比n為：

式10

對于同樣的規(guī)格，諧振電感和電容都可以取不同的數(shù)值，在這里Cr的取值有個下限，Cr的數(shù)值需使得串聯(lián)的諧振槽可以恒定增益區(qū)間的工作，而選擇較大的Cr會使得Cr上的電壓應(yīng)力降低。這樣帶來的問題是使得諧振槽的阻抗降低，這會影響短路時的性能。當(dāng)諧振槽阻抗降低時，則會使短路時電流變大，而且為了限制短路電流，會需要更高的開關(guān)頻率。這里選擇為22nF耐壓630V的電容。

由公式

推導(dǎo)出：

式11