分布式發(fā)電用單相中小功率并網(wǎng)逆變器的研制

摘 要：提出了一種基于美國TI公司TMS320LF240 DSP芯片的直接并網(wǎng)逆變器的實現(xiàn)方案。該并網(wǎng)逆變器采用了基于空間矢量圖計算的倍頻式SPWM控制策略，硬件和軟件設(shè)計簡單可靠，特別適用于中小功率分布式發(fā)電的場合。實驗波形和分析證明了該套方案的有效性和穩(wěn)定性。
關(guān)鍵詞：分布式發(fā)電；并網(wǎng)逆變器；空間矢量圖；倍頻式SPWM

0 引言
當(dāng)今社會，能源已成為制約世界經(jīng)濟發(fā)展的關(guān)鍵問題之一。解決能源問題的根本辦法是開發(fā)利用環(huán)保型的新型可再生能源，如太陽能發(fā)電、燃料電池發(fā)電等。歐洲、美國在這方面已經(jīng)相繼走在了世界的前列，如德國萊比錫市已建成世界上功率最大的太陽能發(fā)電站并正式并網(wǎng)發(fā)電。

分布式發(fā)電的研究成果進一步為太陽能等新型能源的利用帶來了新的概念。分布式發(fā)電可以簡單理解為一種單臺中小功率、大規(guī)模的發(fā)電方式。例如最近討論熱烈的“屋頂計劃”――每家每戶都利用屋頂太陽能板，成為獨立的發(fā)電個體，再通過數(shù)量形成規(guī)模效應(yīng)。

而分布式發(fā)電需要有一種能將能量反饋到電網(wǎng)的電力電子接口裝置，我們通常稱之為并網(wǎng)逆變器。由于該逆變器在整套設(shè)備中具有關(guān)鍵作用，如何提高其性能以滿足能量傳輸和電能質(zhì)量的要求已成為近年的研究熱點。

本文介紹了一種基于電壓矢量圖計算的倍頻式電壓型單相并網(wǎng)逆變器，通過DSP控制系統(tǒng)實現(xiàn)了間接電流控制，保證了單位功率因數(shù)。具有控制簡單，穩(wěn)定性好，電網(wǎng)諧波污染小等優(yōu)點，特別適用于中小功率的分布式并網(wǎng)發(fā)電的應(yīng)用場合。

1 主電路結(jié)構(gòu)
根據(jù)采用隔離變壓器的類型，并網(wǎng)逆變可分為低頻環(huán)節(jié)并網(wǎng)逆變、高頻環(huán)節(jié)并網(wǎng)逆變以及非隔離型并網(wǎng)逆變[3]。低頻環(huán)節(jié)并網(wǎng)逆變器采用工頻變壓器作為與電網(wǎng)的接口，電路結(jié)構(gòu)簡潔、效率較高，但缺點是變壓器體積和重量大、音頻噪音大，并不適合分布式發(fā)電的場合；而非隔離型并網(wǎng)在一些國家禁止使用，因此，本文采用直接掛在電網(wǎng)上運行的高頻環(huán)節(jié)并網(wǎng)逆變器，單相全橋主電路如圖1所示。

圖2為其理想電路模型。

圖1中，Ud為并網(wǎng)逆變器的直流輸入電源。Ud通過高頻鏈DC／AC逆變技術(shù)將初級電源(如太陽能電池等)提供的低壓直流電變換為質(zhì)量較高的高壓交流電。US、UL和UN分別為逆變器輸出電壓、電感L端電壓和電網(wǎng)電壓有效值。電感L除了濾除高頻諧波外，還兼有平衡逆變器和電網(wǎng)之間電壓差的作用。

2 間接電流控制策略分析
作為并網(wǎng)用逆變器，其理想狀態(tài)是輸出功率因數(shù)λ=1，即網(wǎng)側(cè)電流iN無畸變且與電網(wǎng)電壓UN相位一致，這樣回饋到電網(wǎng)的只有有功功率。根據(jù)圖2等效模型，忽略電感電阻和線路電阻所得的電壓矢量圖如圖3所示。

設(shè)輸入功率為P，由圖3可知

從而有

另外，輸出電壓滿足

對于SPWM逆變器來說，輸出電壓基波滿足

式中：m為調(diào)制比。

可見，當(dāng)UN和L值一定的情況下，根據(jù)所給定的功率P和并網(wǎng)輸出電流，IN，可通過式(2)和式(5)唯一確定US相對于UN的超前角φ和SPWM的調(diào)制比m，從而達到控制輸出電壓Us的幅值和相位，并最終調(diào)整并網(wǎng)輸出電流iN的目的。此外，在US動態(tài)調(diào)整的過程中，為保證單位功率因數(shù)，輸出電壓向量的改變值應(yīng)該使得電感上
的壓降UL始終超前電網(wǎng)電壓并與之正交，如圖3中虛線所示。

由上面分析可知，若取流經(jīng)L的輸出電流iL為狀態(tài)變量，且考慮到電感和線路等效電阻r，可得該并網(wǎng)逆變器數(shù)學(xué)模型的Laplace表達式為

當(dāng)逆變器開關(guān)頻率較高時，忽略開關(guān)器件和死區(qū)的影響，則逆變器可以近似等效為一個放大環(huán)節(jié)KPWM，從而有間接電流PI閉環(huán)控制框圖如圖4所示。

3 控制系統(tǒng)硬件設(shè)計
本實驗設(shè)計的高頻并網(wǎng)逆變器系統(tǒng)硬件框圖如圖5所示。

包括TMS320LF240 DSP控制核心、電壓電流檢測、控制與保護、驅(qū)動、控制電源以及人機界面5部分。

電壓電流檢測電路與保護電路須與主電路保持隔離。因此，電網(wǎng)電壓的檢測通過工頻采樣變壓器實現(xiàn)；電感電流通過霍爾元件得到。

電網(wǎng)同步信號檢測電路如圖6所示。

降壓變壓器輸出的電網(wǎng)信號經(jīng)過同步檢測電路后輸出相位和頻率與電網(wǎng)電壓相同的方波信號，最終利用DSP捕捉單元來實現(xiàn)簡單鎖相。DSP中斷程序的軟件濾波進一步保證了檢測的可靠性。

直流電壓檢測電路如圖7所示，

采用線性光耦來達到采樣和隔離的目的，則有

式中：K3為線性光耦TIL300的傳輸增益。

過流保護利用了DSP的不可屏蔽中斷(NMI)功能。圖8所示的過流保護電路將反饋的交流電流信號與參考值進行比較，

若幅值超過了設(shè)定范圍，則送中斷信號進入NMI，從而快速封鎖逆變控制脈沖、斷開主電路，并給出相應(yīng)的故障指示信號。4 軟件設(shè)計與實現(xiàn)本文提出的并網(wǎng)逆變器采用單極性倍頻SP．WM的控制方式，如圖9所示。倍頻式SPWM與普通SPWM相比，在保持開關(guān)管工作頻率不變的情況下，將輸出電壓U8的工作頻率提高了一倍，大大減少了逆變器輸出的諧波，具有開關(guān)損耗小、輸出濾波容易的優(yōu)點，能更好地滿足電網(wǎng)無污染的要求。

波形的生成主要依賴于DSP的通用定時器l以及比較寄存器CMPR1和CMPR2。設(shè)三角載波頻率與工頻的比值為240，則在一個工頻周期內(nèi)，定時器l產(chǎn)生240次下溢中斷。每次中斷后通過查詢正弦表，得到在每個三角波中心時刻所對應(yīng)的裝載值。設(shè)第n次中斷時裝載的值對應(yīng)正弦表中第p個值，則通過圖9可以推得n和p的關(guān)系如下：

n的初始值決定了圖3中超前角度ψ 的大小。因此，我們一方面可以通過在市電過零時刻設(shè)定n的初值來調(diào)節(jié)ψ值，另一方面還可以通過將比較寄存器的裝載值乘以調(diào)制比m，來實現(xiàn)幅值調(diào)節(jié)，從而得到需要的輸出電壓Us。

軟件主程序和中斷子程序流程圖如圖10所示。

5 實驗波形與分析
本文分別采用TI公司TMS3201LF240 DSP芯片和三菱電氣公司的QM30TB-2HB型號的IPM功率模塊搭建了試驗用單相并網(wǎng)逆變器的控制電路和主電路，輸出功率為2 kw。直流電壓由外加隔離型AC／DC模塊提供。

交流側(cè)濾波電感L取值分析：

在保證圖3所示矢量圖有效的前提下，則有

又由式（1）和式（4）可推導(dǎo)出

因此，在輸入電壓Ud和設(shè)定功率p一定的情況下，L取值有個最大值。從平衡電壓的角度考慮，L取值越小越好，可以獲得更高的電流輸出，也可以減少電感制作成本；而從濾波的角度來考慮，L取值應(yīng)該大一些，有利于正弦輸出。因此，綜合考慮設(shè)定電感取值為L=6mL。

圖11為實驗所得波形，

其中圖11(a)為電感兩端端電壓的波形圖；圖11(b)為電網(wǎng)電壓和逆變器輸出并網(wǎng)電流波形(為觀測方便，將并網(wǎng)電流信號反相顯示)。

由實驗結(jié)果可知，該分布式發(fā)電用高頻環(huán)節(jié)并網(wǎng)逆變器功率因數(shù) 近似于等l，電流畸變小，有較好的并網(wǎng)特性。

6 結(jié)語
本文根據(jù)分布式發(fā)電的需要設(shè)計了一種單相電壓型并網(wǎng)逆變器。該逆變器采用了基于電壓矢量圖分析計算的間接電流控制策略。具有穩(wěn)定性高，單位功率因數(shù)和對電網(wǎng)輸出諧波小等優(yōu)點，相信會有良好的市場應(yīng)用前景。