AD834用于直流至500MHz應(yīng)用：均方根-直流轉(zhuǎn)換、電壓控制放大器和視頻開關(guān)

作者：時間：2013-05-21 來源：網(wǎng)絡(luò)

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均方根-直流轉(zhuǎn)換器

均方根(rms)電路(圖6)不僅僅是在上述均方檢波器電路后添加平方根電路。頻率響應(yīng)由前端平方器和輸出濾波器決定。根據(jù)均方說明，平方器在超過500 MHz后起作用，而較低的-3 dB頻率響應(yīng)為340 Hz (100 Ω和4.7iF)。請注意，輸入端的電阻分壓器網(wǎng)絡(luò)決定滿量程輸入電壓為±2 V峰值。

平方根函數(shù)通過在AD711運算放大器的反饋環(huán)路內(nèi)對AD834求平方來執(zhí)行。2N3904晶體管起緩沖器的作用。用于平方根部分的AD834緩沖輸出與X和Y通道輸入間的電阻分壓器網(wǎng)絡(luò)(兩個100 Ω)決定輸出調(diào)整為±2 V滿量程。

對兩個AD834的輸出求電流差。由于激光調(diào)整后AD834輸出信號電流縮放具有高精度，可實現(xiàn)精確的輸出求差和求和。AD711迫使兩個AD834信號電流間的差異趨于零。零點校準(zhǔn)中的任何誤差會在兩個100 Ω上拉電阻兩端產(chǎn)生電壓。

通過15 kΩ、85 kΩ和0.1uF網(wǎng)絡(luò)執(zhí)行額外濾波和電平轉(zhuǎn)換后，殘余誤差由整個AD711開環(huán)增益放大。放大后的誤差信號迫使反饋環(huán)路內(nèi)AD834的輸出匹配均方AD834的輸出。當(dāng)均方根電路輸出等于電路輸入均方函數(shù)的平方根以及均方根函數(shù)時，誤差歸零。

小信號電平下電路的精度受限于不可避免的失調(diào)電壓。雖然均方函數(shù)的標(biāo)稱0 V輸入(1 mV誤差)產(chǎn)生1 uV輸出誤差，同樣的輸入誤差通過平方根電路卻可產(chǎn)生31.6 mV的輸出誤差。

圖6. 直流至500 MHz均方根-直流轉(zhuǎn)換器

直流耦合VCA應(yīng)用

如果無法排除AD834的直流響應(yīng)，由于高速運算放大器共模范圍通常不足，必須使用某一形式的無源或有源電平轉(zhuǎn)換。以下應(yīng)用顯示了在寬帶電壓控制放大器方案中使用有源或無源電平轉(zhuǎn)換電路的情形。

使用無源電平轉(zhuǎn)換的直流至60 MHz電壓控制放大器圖7顯示了使用無源網(wǎng)絡(luò)作為電平轉(zhuǎn)換器的電路示意圖。

此處選擇的運算放大器為AD5539.

圖7. 使用無源電平轉(zhuǎn)換的直流至60 MHz電壓控制放大器

AD5539使用與AD834相同的工藝構(gòu)建，在高閉環(huán)增益下提供2 GHz的增益帶寬積。與大多數(shù)運算放大器不同，AD5539擁有接地引腳和全NPN輸出級，以A類方式工作以實現(xiàn)器件的高速度(參見圖8)。更細致的考察顯示，輸出節(jié)點與輸入間以及這些電壓與地之間存在有限的裕量.AD5539的高速度和其他非常規(guī)屬性在使用時需要特別小心。

圖8. ADS539運算放大器原理示意圖

首先考慮A類輸出級的后果。大多數(shù)運算放大器中，負載上的輸出既可上拉也可下拉,但NPN發(fā)射極-跟隨器輸出級只能上拉。AD5539具有2 k的內(nèi)部下拉電阻(R11)，僅可供應(yīng)2或3毫安的電流。通用高速乘法器擺幅至少必須能夠達到±1 V,同時驅(qū)動最低50 的負載電阻。在此輸出電平下，負載電流為±20 mA,因此必須通過外部下拉電阻供應(yīng)。事實上，下拉電流必須遠大于該值，且需要仔細考慮。

圖9顯示了計算方法。425 mV電壓源為IBRC,即AD834的穩(wěn)定電流8.5 mA乘以負載電阻RC,此處設(shè)置為50Ω.當(dāng)滿量程輸出電流為+4 mA時，圖9(a)中的200 mV電源為IWRC發(fā)生器。由此計算V1 - 5.375 V和V2 - 5.775 V.

接下來計算W2處的電壓。由于理想運算放大器的輸入電流為零，W2上無負載，電壓為V2乘以125/(125 + 50)的衰減比，即4.125 V.由于理想運算放大器的輸入電壓為零，W1處于相同電壓下，因此現(xiàn)在可以計算出上部50 電阻中的電流為(5.375-4.125)/50 mA,即25 mA.同樣，運算放大器輸入端基本上無電流，因此25 mA全部流入125 的反饋電阻，從而在兩端產(chǎn)生3.125 V的壓降。最后，用W1處的電壓(4.125 V)減去此壓降，計算出輸出為+1 V.

注意此時的結(jié)果有些出乎意料：盡管20 mA的電流流入負載，25 mA的較大電流卻流入反饋電阻!這一異常事件狀態(tài)是由于將比例因子減小至預(yù)期值所需的反饋電阻具有極低值，并且AD834輸出端所需的相對較大電壓確保了輸出W1和W2的正確偏置。因此，即使負載僅需20 mA的源電流，仍需要在下拉電阻RP內(nèi)提供至少5 mA,以偏置AD5539內(nèi)的輸出發(fā)射極-跟隨器。當(dāng)AD834的輸出電流反向時情況變得更嚴(yán)重，因為現(xiàn)在需要在50負載中提供20 mA吸電流，而且反饋電阻兩端的電壓更高了。

這一情況如圖9(b)所示。計算過程與前述相同，我們發(fā)現(xiàn)，反饋電阻內(nèi)的電流現(xiàn)為39.7 mA.因此RP需要提供20 mA的負載電流，并在反饋路徑內(nèi)另外提供大約40 mA,同時兩端電壓為5 V.這要求RP = 83 Ω。實際上，該值應(yīng)略低一些，以防止壓擺率限制下降時間。另外，反饋電阻將從125Ω升至133Ω,以在上述大負載條件下補償AD5539的有限增益。如果求50Ω 負載、70Ω下拉電阻和約150Ω有效反饋電阻的并聯(lián)和，放大器上的實際負載僅為24 !

AD5539在大于5的未補償增益下性能穩(wěn)定，此電路中的AD5539在略大于3的增益下工作。0.01uF和10 Ω網(wǎng)絡(luò)通過放棄足夠的開環(huán)增益執(zhí)行補償，以便在驅(qū)動50Ω負載時實現(xiàn)穩(wěn)定的性能。對于更高的阻抗負載，可能需要減少10Ω補償電阻。

圖9. 用于計算下拉電阻值的等效電路

節(jié)點W1和W2之間是電平轉(zhuǎn)換網(wǎng)絡(luò)，平均電壓約為+4 V,連接至接近地電壓的AD5539輸入端。采用所示值，運算放大器輸入設(shè)置為稍低于地電壓(約-460 mV)。該網(wǎng)絡(luò)將低頻開環(huán)增益減半，當(dāng)AD5539輸入端存在失調(diào)電壓時這對直流精度有一些影響。如果輸出失調(diào)較為重要，應(yīng)插入與3.74 k電阻串聯(lián)的500 電位器，并且將滾動條設(shè)置為-6 V.

接著將X和Y輸入設(shè)置為零，調(diào)節(jié)零輸出。

另外請注意，AD834上的內(nèi)部引腳X1和Y2應(yīng)接地，以便將高頻饋通降至最低;通過切換W1和W2校正X輸入端的最終反相。

圖10顯示當(dāng)輸入脈沖施加于X輸入以及Y輸入設(shè)置為+1 V時的脈沖響應(yīng)，指示6 ms的上升時間。

圖10. 直流至60 MHz電壓控制放大器的脈沖響應(yīng)

圖11顯示的是針對+1 V、316 mV、+100 mV和0 V Y輸入從HP8753B網(wǎng)絡(luò)分析儀上截取的一組頻率響應(yīng)。0 V情況下，調(diào)節(jié)Y輸入以將輸入失調(diào)歸零。請注意，高頻饋通小于滿量程的-65 dB (f 3 MHz)。

圖11. 直流至60 MHz電壓控制放大器的頻率響應(yīng)

使用有源電平轉(zhuǎn)換的直流至480 MHz電壓控制放大器。

圖12(a)顯示了使用PNP晶體管作為共基級或共源共柵電路的有源電平轉(zhuǎn)換器。此處，通過三個理想電流源模擬AD834,兩個用于8.5 mA偏置電流，一個用于±4 mA差分信號電流。晶體管基極連接到+ 5V,無信號時，發(fā)射極電位保持5.7 V在電阻R1和R2兩端產(chǎn)生3.3 V的電壓。圖12(b)顯示的是一個等效電路。