一種單相高功率因數(shù)整流器的設(shè)計

　　電感電流通過電流檢測電阻檢測，該檢測電阻位于輸入整流器的返回通路上，檢測電阻的另一端和“系統(tǒng)地”相連。檢測電阻和整流器相連的一端為所檢測的電壓，該電壓始終為負(fù)值。芯片UCC28019 共有2 種過流保護:

　　(1) 峰值電流限制( PCL)，可以有效防止電感飽和;(2) 軟過流保護( SOC)，可以有效防止輸出過載;PCL 每個基本周期均起作用。當(dāng)ISENSE 引腳上的電流檢測電壓達到－ 1. 08 V時，PCL 動作并終止當(dāng)前開關(guān)周期;ISENSE 引腳上的電壓可以通過－ 1. 0 V的固定增益進行放大，使上升沿為空，從而提高噪聲免疫力，減少誤觸發(fā)。

　　SOC 主要限制輸入電流。當(dāng)ISENSE 引腳上的電流檢測電壓達到－ 0. 73 V 時，SOC 動作，從而引起內(nèi)部VCOMP 引腳上電平的變化，進而控制環(huán)路會及時地調(diào)整，以減小PWM 占空比。

　　2. 4 電壓環(huán)與過壓保護

　　PFC 預(yù)調(diào)節(jié)器雙環(huán)控制的外環(huán)為電壓環(huán)，主要包括PFC 輸出電壓檢測、電壓誤差放大和非線性增益等環(huán)節(jié)。

　　PFC 預(yù)調(diào)節(jié)器的輸出電壓對地(GND) 接一分壓電阻網(wǎng)絡(luò)，構(gòu)成電壓環(huán)路的檢測模塊。分壓電阻的比率由所設(shè)計的輸出電壓和內(nèi)部的5 V 標(biāo)準(zhǔn)參考電壓來確定;與VINS 引腳的輸入一樣，VSENSE 引腳上非常低的偏置電流容許選擇很高的實用電阻值，以降低功率損耗和待機電流;VSENSE 引腳對地(GND) 接一小電容，可以有效濾除信號高頻噪聲。需要注意的是，濾波時間常數(shù)應(yīng)盡可能小于100 μs。

　　跨導(dǎo)誤差放大器(gvm)產(chǎn)生的輸出電流正比于VSENSE 引腳上的反饋電壓和內(nèi)部5 V 參考電壓的差值。該輸出電流對接于VCOMP 引腳上構(gòu)成阻容補償網(wǎng)絡(luò)的電容進行充、放電，進而建立合適的VCOMP 引腳電壓，滿足系統(tǒng)的工作狀態(tài)。

　　補償網(wǎng)絡(luò)元件的選擇直接影響PFC 預(yù)調(diào)節(jié)器的穩(wěn)定性，選擇合適的電阻、電容值，可以使PFC 預(yù)調(diào)節(jié)器在所有交流輸入電壓范圍內(nèi)和0 ～ 100%負(fù)載情況下穩(wěn)定工作，阻容網(wǎng)絡(luò)總的電容值也決定了軟起動時VCOMP 引腳電壓的上升率。一旦芯片發(fā)生任何故障或者處于待機模式，則將放大器的輸出端(VCOMP 引腳) 接地(GND)，對補償電容進行放電至零初始狀態(tài)。UCC28019 集成了多個并行放電回路，即使沒有輔助工作電源VCC，也可以對補償網(wǎng)絡(luò)進行深放電。如果輸出電壓的波動反映在VSENSE 輸入引腳上超過± 5%，放大器將不再處于線性放大工作狀態(tài)。如果是處于過壓狀態(tài)，輸出過壓保護(OVP) 將會動作，直接關(guān)斷柵極輸出，直至VSENSE 引腳處于± 5% 的調(diào)制范圍。如果處于欠壓狀態(tài)，欠壓檢測(UVD) 將觸發(fā)EDR，立即將內(nèi)部VCOMP 引腳上的電壓提高2 V，并且將內(nèi)部VCOMP 引腳上的充電電流提升至100 ～ 170 μA，較高的充電電流加快了對補償電容的充電，可以使其工作于新的工作狀態(tài)，提高了瞬態(tài)反應(yīng)時間。

　　VCOMP 引腳上的電壓可以用于設(shè)定電流放大器的增益和PWM 斜坡的斜率，經(jīng)過緩沖后電壓要通過增強動態(tài)響應(yīng)(EDR) 和SOC 的調(diào)制。

　　當(dāng)然，VCOMP 引腳上的電壓發(fā)生變化時，電流放大器的增益和PWM 斜坡的斜率還要依據(jù)不同系統(tǒng)的工作狀態(tài)(交流輸入電壓和輸出負(fù)載水平)進行適當(dāng)?shù)恼{(diào)節(jié)，以提供低諧波畸變、高功率因數(shù)的輸入電流跟蹤輸入電壓而呈現(xiàn)正弦波形。

　　設(shè)UOUT(OVP) 為超過5%額定電壓的輸出電壓，該值將會導(dǎo)致VSENSE 引腳上的電壓超過5. 25 V(5 V 參考電壓的+ 5%)的門限閾值(UOVP)，從而導(dǎo)致輸出過壓保護(OVP) 動作并關(guān)閉GATE( 引腳8)輸出;只有當(dāng)VSENSE 引腳上的電壓低于5. 25 V 時，柵極驅(qū)動GATE( 引腳8) 才有信號輸出，例如系統(tǒng)的UOUT(OVP) 為420 V，則額定輸出電壓為400 V。

　　如果輸出電壓反饋元件失效而未和VSENSEN輸入的信號正常連接，那么電壓誤差放大器將會加大柵極輸出，以達到最大占空比。為防止此類現(xiàn)象，芯片內(nèi)部的下拉作用迫使VSENSE 引腳電壓降低，如果輸出電壓降至其額定電壓的16%，則會導(dǎo)致VSENSE 引腳電壓低于0. 8 V，芯片將處于待機模式。該狀態(tài)下PWM 開關(guān)處于暫停狀態(tài)，但芯片仍處于工作狀態(tài)，只不過待機電流低于3 mA。設(shè)計者也可以利用這種關(guān)斷特性，通過外部開關(guān)，實現(xiàn)VSENSE 引腳電平的拉低。

　　2. 5 EMI 濾波器與噪聲抑制

　　高頻開關(guān)電源產(chǎn)生的電磁干擾(EMI)主要以傳導(dǎo)干擾和近場干擾為主，電磁干擾又有共模干擾和差模干擾2 種狀態(tài)。EMI 濾波器是目前使用最廣泛、也是最有效的開關(guān)電源傳導(dǎo)干擾抑制方法之一，其不但要抑制共模干擾，也必須抑制差模干擾。圖4 給出了所設(shè)計的EMI 濾波器。它接于電源輸入端與整流器之間，內(nèi)含共模扼流圈L2和濾波電容C1 ～ C4。共模扼流圈也稱共模電感，主要用來濾除共模干擾。它由繞在同一高磁導(dǎo)率上的2 個同向線圈組成，可抵消差分電流，其特點是對電網(wǎng)側(cè)的工頻電流呈現(xiàn)較低阻抗，但對高頻共模干擾等效阻抗卻很高。C2和C3為Y 電容，跨接在輸入端，并將電容器的中點接地，能有效地抑制共模干擾，其容量約為0. 002 2 ～ 0. 100 0 μF;C1和C4為X 電容，用于濾除差模干擾，其典型值在0. 01 ～ 0. 47 μF 之間。

圖4 EMI 濾波器。

　　UCC 28019 的驅(qū)動能力很強，可以提供最大1. 5 A 的門極快速驅(qū)動。但是，高速驅(qū)動脈沖也帶來了比較大的EMI 問題，適當(dāng)?shù)卦陂T極添加驅(qū)動電阻，減緩驅(qū)動脈沖的di /dt，可以降低變換器產(chǎn)生的開關(guān)噪聲，從而對前級的EMI 濾波器的要求也相應(yīng)降低。

　　PFC 升壓二極管的反向恢復(fù)特性是導(dǎo)致系統(tǒng)傳導(dǎo)和輻射干擾的主要因素，在一定程度上加劇了系統(tǒng)EMI 濾波器的負(fù)擔(dān)。不僅如此，功率開關(guān)管在其導(dǎo)通期間必須吸收所有的反向恢復(fù)電流，也必須將由此導(dǎo)致的額外功率消耗掉，這不僅提升了噪聲干擾，而且也會影響系統(tǒng)的效率。傳統(tǒng)型單相功率因數(shù)校正主電路中的二極管是快恢復(fù)硅二極管，其材料是硅，而硅的反向耐壓能力低。

　　與硅材料相比，碳化硅( SiC) 材料在性能上更適合制造電力電子器件，因為其具有反向耐壓高、導(dǎo)通電阻小、導(dǎo)熱性好，以及承受反向高壓時泄漏電流小等優(yōu)點。目前，以SiC 為材料的SiC 肖特基二極管在電壓容量上已經(jīng)取得突破，電壓容量已做到600 V，滿足單相功率因數(shù)校正的主電路對二極管400 V 的耐壓要求，且SiC 肖特基二極管的反向恢復(fù)特性與快恢復(fù)二極管相比，更快、更軟。因此，選擇SiC 肖特基二極管作為該系統(tǒng)的升壓二極管，以減小二極管反向恢復(fù)所引起的傳導(dǎo)和輻射干擾;同時，在升壓二極管上并聯(lián)RC 網(wǎng)絡(luò)，也能取得較好效果。

　　3 試驗

　　根據(jù)上述理論，設(shè)計了一臺350 W 的單相功率因數(shù)整流器，其各項保護措施如軟起動，VCC欠壓鎖定、輸入掉電保護、輸出過壓保護、開環(huán)保護/待機模式、輸出欠壓檢測、過流保護、軟過流、峰值電流限制等都非常齊全，主要實驗參數(shù)為:輸入電壓為AC 220 V/50 Hz 的工頻電源，輸出電壓為390 V，開關(guān)頻率為50 kHz，高頻輸入濾波電容C5 = 0. 47 μF，Boost 升壓電感值L3 = 1 mH，輸出濾波電容Co = 470 μF，電流檢測電阻RS選取阻值為0. 067 Ω，由3 個阻值為0. 2 Ω、功率為1 W的無感精密電阻并聯(lián)而成，電流檢測信號濾波電容C7 = 1 000 pF，濾波電阻R5 = 221 Ω。

　　單相功率因數(shù)整流器的柵極驅(qū)動Ug的試驗波形如圖5 所示。輸入電壓Uin和輸入電流Iin的試驗波形如圖6 所示。由圖6 可見，輸入電流能很好的跟蹤輸入電壓。對輸入電壓和輸入電流的前50 次諧波分析可知，在輸入電壓的總諧波畸變率(THD)為4. 61%時，輸入電流總諧波畸變率僅為4. 53%，功率因數(shù)可以達到0. 993，因此，可認(rèn)為該功率因數(shù)器實現(xiàn)了單位功率因數(shù)的校正和低電流畸變。與傳統(tǒng)功率因數(shù)校正電路(UC 3854控制的PFC 電路) 相比，該功率因數(shù)整流器的設(shè)計步驟簡化了許多，減少了元器件的數(shù)量，也縮小了印刷電路板的尺寸。

圖5 柵極驅(qū)動Ug的試驗波形。

圖6 輸入電壓Uin與輸入電流Iin的試驗波形圖。

　　4 結(jié)語

　　基于CCM PFC 芯片UCC 28019 設(shè)計了一種新型單相功率因數(shù)整流器，所需的外圍元器件少，大大減小了PFC 控制板的面積。對單相功率因數(shù)整流器的主要模塊進行了詳細(xì)分析與設(shè)計，并采用了一種新型薄銅帶工藝?yán)@制的Boost 儲能電感，有效地減小高頻集膚效應(yīng)，改善Boost 變換器的開關(guān)調(diào)制波形，降低磁件溫升等。通過理論分析與試驗驗證，該功率因數(shù)整流器拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)簡單、實用，且性能可靠，實現(xiàn)了單位功率因數(shù)校正和低電流畸變，具有較高的應(yīng)用價值。