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極點跟隨的LDO穩(wěn)壓器頻率補償方法的研究

作者: 時間:2013-02-23 來源:網(wǎng)絡 收藏

  傳統(tǒng)LDO穩(wěn)壓器的頻率補償方法,如圖1所示,利用了輸出端電容Co及其等效串聯(lián)電阻Resr,產(chǎn)生一個左半平面(LHP)零點Z1:

公式

  若Resr的取值使Z1與P1足夠接近,并相互抵消,則在LDO穩(wěn)壓器的通帶內(nèi)只有一個極點P2,環(huán)路相移不會超過-180°。但是,Resr會增加Vo在瞬態(tài)過程中的變化幅度,降低對Vin中噪聲的抑制,且對Resr取值的要求,限制了Co可選擇的類型,增大了使用難度和系統(tǒng)成本。此外,Resr的值還受到環(huán)境溫度、電壓和頻率的影響,所以頻率穩(wěn)定性不能得到可靠的保障。

  由于以上原因,當前的LDO穩(wěn)壓器,多采用內(nèi)部頻率補償。一類內(nèi)部頻率補償技術(shù)借鑒了傳統(tǒng)LDO穩(wěn)壓器的零、極點抵消方法,并利用前饋技術(shù),或芯片內(nèi)部的RC網(wǎng)絡和電壓控制電流源,產(chǎn)生所需的零點。但是,要做到芯片內(nèi)產(chǎn)生的零點與相應極點的完全匹配,是非常困難的。而未能相互抵消的零點和極點,會成為LDO穩(wěn)壓器通帶內(nèi)的零、極點對(doublet),造成Vo建立時間的增加。另一類廣泛使用的內(nèi)部頻率補償為米勒頻率補償。米勒補償具有極點分離的特性,即通過跨接在Mpass柵極和漏極的米勒電容Cm,將P1推向低頻,P2推向高頻。米勒補償后,P1與P2由式(2)、式(3)變?yōu)椋?p align="center" style="padding-right: 0px; padding-left: 0px; padding-bottom: 0px; margin: 20px 0px 0px; color: rgb(0,0,0); padding-top: 0px">公式

  其中,gm為Mpass的跨導。

  由式(5),欲使P1遠小于P2,則Cm會很大,電路內(nèi)部對其充放電的過程造成Vo的壓擺時間tsr變長。因Co很大,由式(6),P2處于低頻,限制了增益帶寬GBW。米勒補償對tsr和GBW的影響,直接增大了LDO穩(wěn)壓器的環(huán)路延時td(參看式(7))。雖然通過嵌套的米勒頻率補償方法或電容倍增電路,能夠減小Cm,但未能根除Cm對LDO穩(wěn)壓器芯片的集成度的影響。

公式

  針對以上問題,下節(jié)將給出一種能夠保證LDO穩(wěn)壓器的高速,且無需芯片上頻率補償電容的新型頻率補償方法。

  3 極點跟隨頻率補償

  LDO穩(wěn)壓器空載時,由式(3),P2為0 Hz(實際上,此時公式,λ和IDMpass為Mpass的溝道調(diào)制系數(shù)和漏極電流),P1只需大于0 Hz,P1與P2的間距(P1/P2)就足以保證頻率穩(wěn)定性。隨著輸出電流的增大,P2向高頻移動,如果P1能夠跟隨P2的變化,則P1與P2的間距得到維持。極點跟隨的頻率補償,即是當輸出電流變化時,通過使P1跟隨P2的變化,獲得頻率穩(wěn)定性的方法。

  一種使P1跟隨P2變化的電路實現(xiàn),可利用共集電極和共漏極電壓緩沖器的輸出電阻,分別與偏置電流和偏置電流的開方成反比的規(guī)律,根據(jù)輸出電流來動態(tài)地調(diào)整電壓緩沖器的偏置電流,使P1也受輸出電流控制。

  一個采用了極點跟隨頻率補償?shù)腖DO穩(wěn)壓器,如圖2所示。其中,完成頻率補償?shù)膭討B(tài)偏置電壓緩沖器,包括了由MOS晶體管MP3,MN4和運算放大器OPA組成的輸出電流監(jiān)測電路,由MN1~MN3和MP1~MP2組成的電流鏡電路,以及由電流源IB2,IB3和雙極晶體管Q3~Q6組成的電壓緩沖器。



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