極點跟隨的LDO穩(wěn)壓器頻率補償方法的研究

　　傳統(tǒng)LDO穩(wěn)壓器的頻率補償方法，如圖1所示，利用了輸出端電容Co及其等效串聯(lián)電阻Resr，產(chǎn)生一個左半平面(LHP)零點Z1：

　　若Resr的取值使Z1與P1足夠接近，并相互抵消，則在LDO穩(wěn)壓器的通帶內(nèi)只有一個極點P2，環(huán)路相移不會超過-180°。但是，Resr會增加Vo在瞬態(tài)過程中的變化幅度，降低對Vin中噪聲的抑制，且對Resr取值的要求，限制了Co可選擇的類型，增大了使用難度和系統(tǒng)成本。此外，Resr的值還受到環(huán)境溫度、電壓和頻率的影響，所以頻率穩(wěn)定性不能得到可靠的保障。

　　由于以上原因，當(dāng)前的LDO穩(wěn)壓器，多采用內(nèi)部頻率補償。一類內(nèi)部頻率補償技術(shù)借鑒了傳統(tǒng)LDO穩(wěn)壓器的零、極點抵消方法，并利用前饋技術(shù)，或芯片內(nèi)部的RC網(wǎng)絡(luò)和電壓控制電流源，產(chǎn)生所需的零點。但是，要做到芯片內(nèi)產(chǎn)生的零點與相應(yīng)極點的完全匹配，是非常困難的。而未能相互抵消的零點和極點，會成為LDO穩(wěn)壓器通帶內(nèi)的零、極點對(doublet)，造成Vo建立時間的增加。另一類廣泛使用的內(nèi)部頻率補償為米勒頻率補償。米勒補償具有極點分離的特性，即通過跨接在Mpass柵極和漏極的米勒電容Cm，將P1推向低頻，P2推向高頻。米勒補償后，P1與P2由式(2)、式(3)變?yōu)椋?p align="center" style="padding-right: 0px; padding-left: 0px; padding-bottom: 0px; margin: 20px 0px 0px; color: rgb(0,0,0); padding-top: 0px">

　　其中，gm為Mpass的跨導(dǎo)。

　　由式(5)，欲使P1遠(yuǎn)小于P2，則Cm會很大，電路內(nèi)部對其充放電的過程造成Vo的壓擺時間tsr變長。因Co很大，由式(6)，P2處于低頻，限制了增益帶寬GBW。米勒補償對tsr和GBW的影響，直接增大了LDO穩(wěn)壓器的環(huán)路延時td(參看式(7))。雖然通過嵌套的米勒頻率補償方法或電容倍增電路，能夠減小Cm，但未能根除Cm對LDO穩(wěn)壓器芯片的集成度的影響。

　　針對以上問題，下節(jié)將給出一種能夠保證LDO穩(wěn)壓器的高速，且無需芯片上頻率補償電容的新型頻率補償方法。

　　3 極點跟隨頻率補償

　　LDO穩(wěn)壓器空載時，由式(3)，P2為0 Hz(實際上，此時，λ和IDMpass為Mpass的溝道調(diào)制系數(shù)和漏極電流)，P1只需大于0 Hz，P1與P2的間距(P1／P2)就足以保證頻率穩(wěn)定性。隨著輸出電流的增大，P2向高頻移動，如果P1能夠跟隨P2的變化，則P1與P2的間距得到維持。極點跟隨的頻率補償，即是當(dāng)輸出電流變化時，通過使P1跟隨P2的變化，獲得頻率穩(wěn)定性的方法。

　　一種使P1跟隨P2變化的電路實現(xiàn)，可利用共集電極和共漏極電壓緩沖器的輸出電阻，分別與偏置電流和偏置電流的開方成反比的規(guī)律，根據(jù)輸出電流來動態(tài)地調(diào)整電壓緩沖器的偏置電流，使P1也受輸出電流控制。

　　一個采用了極點跟隨頻率補償?shù)腖DO穩(wěn)壓器，如圖2所示。其中，完成頻率補償?shù)膭討B(tài)偏置電壓緩沖器，包括了由MOS晶體管MP3，MN4和運算放大器OPA組成的輸出電流監(jiān)測電路，由MN1～MN3和MP1～MP2組成的電流鏡電路，以及由電流源IB2，IB3和雙極晶體管Q3～Q6組成的電壓緩沖器。