一種PFC變換器輸入電壓前饋控制方法
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iL(t)=Ge vB-in (t) = sign(sin(ωt)) Imsin(ωt) (3)
在半個輸入周期[0,Tg/2]內(Tg為電網輸入電壓周期)，為了得到(3)式所描述的理想輸入電流，開關管S兩端的平均電壓vs應為：
vs=vB-in-jωLiL=vB-in(1-jωLGe) (4)
對于Boost變換器，ωLGe 1，因此，我們有：1-jωLGe≈sin(-jωLGe)，從而(4)式可等價為：
(5)
由(5)式可以看出，Boost變換器開關管S兩端的平均電壓為延時了LGe的整流正弦波，其幅值稍大于輸入電壓幅值，且在電網輸入電壓過零點處不連續(xù)。
對于工作于連續(xù)模式(CCM)的Boost變換器，有：
vs=(1-d)vo (6)
其中：d為開關管S的占空比，vo為變換器輸出電壓。因為Boost變換器輸出電壓恒為正，占空比d介于0到1之間，故而Boost變換器開關管S兩端的平均電壓vs應該為非負值。然而，由(4)式可以看出，vs在電網輸入電壓過零處應該為負值。這二者之間的差異是造成輸入電流畸變的原因[9]。由于實際應用中vs不可能為負值，故在電感電流跟蹤上參考電流之前，vs一直維持為零值。
Boost變換器開關管S閉合時，有：
(7)
在輸入電壓過零點與電感電流跟蹤上基準電流所需的時間 內對(7)式積分可得：
(8)
由于在電感電流跟蹤上基準電流之前vs恒為零，且由(3)式可得 時刻的基準電流為：
iL(τ)= GgVmsin(ωτ) (9)
代入(8)式，整理得：
(10)
因很小，根據泰勒級數展開式并取近似可得：
(11)
整理可得：
τ=2LGg (12)
由此可知，在電網輸入電壓過零點之后的2LGg時間內，開關管S兩端的平均電壓恒為零，直至 時刻vs重新回到給定值。為此，電流誤差放大器需要根據電流誤差信號精確的構造出開關平均電壓波形vs。
傳統(tǒng)的平均電流控制直接把電網整流后的輸入電壓vB-in送到電流誤差放大器，進行功率因數校正的控制。文獻[10]指出，升壓電感L上的電壓和電流誤差放大器輸出間的相位差隨著輸入電壓頻率的增大而增大，并最終導致了輸入電流相位超前于輸入電壓，且輸入電壓頻率越高，該相位差 越大。在輸入電壓過零點附近，由于電感電流太小，變換器工作在電流斷續(xù)模式(DCM)，此時，變換器工作于DCM模式的持續(xù)角度φDCM滿[8]：
(Vo-VmsinφDCM)•VmsinφDCM=2LVofgImsin(φDCM-θ) (13)
通過上式進行計算，可知： 越大，φDCM也越大，且θφDCM。即在 角度內，電感電流一定工作在DCM模式，增大了電流諧波。因此，減小 則可有效地減小電感電流的DCM失真，從而減小PFC變換器輸入電流畸變。
為了克服傳統(tǒng)PFC算法基準正弦電流易受輸入電壓干擾的缺點，本文對傳統(tǒng)算法進行改進，給出了一種數字基準正弦電流給定算法(又稱改進型PFC算法)。在這種算法中，基準正弦電流可以方便地由DSP內部軟件完成，不僅基準電流波形為純凈的正弦波，而且不受輸入電壓干擾，即使在輸入電壓發(fā)生畸變時仍然能保證輸入基準電流的高正弦度，從而使PFC變換器保持較高的功率因數。改進型PFC算法中的基準電流表達式如式(14)所示，其中Km為比例常數，Vvo為電壓調節(jié)器的輸出，Isin為數字芯片內部產生的一個純正弦數字量。
(14)
傳統(tǒng)的平均電流控制Boost PFC變換器在輸入電壓過零時，輸入電流超前于輸入電壓的相位 造成了一定的輸入電流波形畸變，且輸入電壓頻率越高， 越大，對電流波形的畸變影響也越大。針對這個原因，本文對所設計的基準正弦電流給定算法做了進一步改進，提出了改善輸入電流過零畸變的數字控制策略。在輸入電壓過零點時刻檢測輸入電流值，根據所檢測到的電流值來實時修正數字芯片內部產生的純正弦數字給定Isin信號的初相角，也即實時修正參考輸入電壓vB-in的初相角，直至輸入電流與輸入電壓同相位，從而減小輸入電流的波形畸變。系統(tǒng)控制框圖如圖2所示。
本文研究的輸入電壓前饋控制策略，通過檢測輸入電壓的峰值實現變換器的恒功率控制，避免了累加、取平均等運算，極大地簡化了控制程序的計算量;而且避免了常規(guī)PFC算法中的輸入電壓低通濾波器，使得變換器對輸入電壓的動態(tài)響應速度有很大的提高，程序的復雜性得到很大的簡化;同時通過改變基準正弦電流的初相角，可以改善輸入電流過零畸變的現象。簡單的編程即可實現本文提出的輸入電壓前饋控制策略，對主電路無需做任何改動，具有很大的靈活性。本文設計的輸入電壓前饋控制算法的流程圖如圖3所示。
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