一種PFC變換器輸入電壓前饋控制方法

iL(t)=Ge vB-in (t) = sign(sin(ωt)) Imsin(ωt) (3)

其中：Ge為Boost變換器的等效輸入導(dǎo)納。

在半個(gè)輸入周期[0,Tg/2]內(nèi)(Tg為電網(wǎng)輸入電壓周期)，為了得到(3)式所描述的理想輸入電流，開(kāi)關(guān)管S兩端的平均電壓vs應(yīng)為：

vs=vB-in-jωLiL=vB-in(1-jωLGe) (4)

對(duì)于Boost變換器，ωLGe 1，因此，我們有：1-jωLGe≈sin(-jωLGe)，從而(4)式可等價(jià)為：

(5)

由(5)式可以看出，Boost變換器開(kāi)關(guān)管S兩端的平均電壓為延時(shí)了LGe的整流正弦波，其幅值稍大于輸入電壓幅值，且在電網(wǎng)輸入電壓過(guò)零點(diǎn)處不連續(xù)。

對(duì)于工作于連續(xù)模式(CCM)的Boost變換器，有：

vs=(1-d)vo (6)

其中：d為開(kāi)關(guān)管S的占空比，vo為變換器輸出電壓。因?yàn)锽oost變換器輸出電壓恒為正，占空比d介于0到1之間，故而B(niǎo)oost變換器開(kāi)關(guān)管S兩端的平均電壓vs應(yīng)該為非負(fù)值。然而，由(4)式可以看出，vs在電網(wǎng)輸入電壓過(guò)零處應(yīng)該為負(fù)值。這二者之間的差異是造成輸入電流畸變的原因[9]。由于實(shí)際應(yīng)用中vs不可能為負(fù)值，故在電感電流跟蹤上參考電流之前，vs一直維持為零值。

Boost變換器開(kāi)關(guān)管S閉合時(shí)，有：

(7)

在輸入電壓過(guò)零點(diǎn)與電感電流跟蹤上基準(zhǔn)電流所需的時(shí)間 內(nèi)對(duì)(7)式積分可得：

(8)

由于在電感電流跟蹤上基準(zhǔn)電流之前vs恒為零，且由(3)式可得 時(shí)刻的基準(zhǔn)電流為：

iL(τ)= GgVmsin(ωτ) (9)

代入(8)式，整理得：

(10)

因很小，根據(jù)泰勒級(jí)數(shù)展開(kāi)式并取近似可得：

(11)

整理可得：

τ=2LGg (12)

由此可知，在電網(wǎng)輸入電壓過(guò)零點(diǎn)之后的2LGg時(shí)間內(nèi)，開(kāi)關(guān)管S兩端的平均電壓恒為零，直至 時(shí)刻vs重新回到給定值。為此，電流誤差放大器需要根據(jù)電流誤差信號(hào)精確的構(gòu)造出開(kāi)關(guān)平均電壓波形vs。

傳統(tǒng)的平均電流控制直接把電網(wǎng)整流后的輸入電壓vB-in送到電流誤差放大器，進(jìn)行功率因數(shù)校正的控制。文獻(xiàn)[10]指出，升壓電感L上的電壓和電流誤差放大器輸出間的相位差隨著輸入電壓頻率的增大而增大，并最終導(dǎo)致了輸入電流相位超前于輸入電壓，且輸入電壓頻率越高，該相位差 越大。在輸入電壓過(guò)零點(diǎn)附近，由于電感電流太小，變換器工作在電流斷續(xù)模式(DCM)，此時(shí)，變換器工作于DCM模式的持續(xù)角度φDCM滿[8]：

(Vo-VmsinφDCM)•VmsinφDCM=2LVofgImsin(φDCM-θ) (13)

通過(guò)上式進(jìn)行計(jì)算，可知： 越大，φDCM也越大，且θφDCM。即在 角度內(nèi)，電感電流一定工作在DCM模式，增大了電流諧波。因此，減小 則可有效地減小電感電流的DCM失真，從而減小PFC變換器輸入電流畸變。

4 新型輸入電壓前饋控制方法與仿真

為了克服傳統(tǒng)PFC算法基準(zhǔn)正弦電流易受輸入電壓干擾的缺點(diǎn)，本文對(duì)傳統(tǒng)算法進(jìn)行改進(jìn)，給出了一種數(shù)字基準(zhǔn)正弦電流給定算法(又稱改進(jìn)型PFC算法)。在這種算法中，基準(zhǔn)正弦電流可以方便地由DSP內(nèi)部軟件完成，不僅基準(zhǔn)電流波形為純凈的正弦波，而且不受輸入電壓干擾，即使在輸入電壓發(fā)生畸變時(shí)仍然能保證輸入基準(zhǔn)電流的高正弦度，從而使PFC變換器保持較高的功率因數(shù)。改進(jìn)型PFC算法中的基準(zhǔn)電流表達(dá)式如式(14)所示，其中Km為比例常數(shù)，Vvo為電壓調(diào)節(jié)器的輸出，Isin為數(shù)字芯片內(nèi)部產(chǎn)生的一個(gè)純正弦數(shù)字量。

(14)

傳統(tǒng)的平均電流控制Boost PFC變換器在輸入電壓過(guò)零時(shí)，輸入電流超前于輸入電壓的相位 造成了一定的輸入電流波形畸變，且輸入電壓頻率越高， 越大，對(duì)電流波形的畸變影響也越大。針對(duì)這個(gè)原因，本文對(duì)所設(shè)計(jì)的基準(zhǔn)正弦電流給定算法做了進(jìn)一步改進(jìn)，提出了改善輸入電流過(guò)零畸變的數(shù)字控制策略。在輸入電壓過(guò)零點(diǎn)時(shí)刻檢測(cè)輸入電流值，根據(jù)所檢測(cè)到的電流值來(lái)實(shí)時(shí)修正數(shù)字芯片內(nèi)部產(chǎn)生的純正弦數(shù)字給定Isin信號(hào)的初相角，也即實(shí)時(shí)修正參考輸入電壓vB-in的初相角，直至輸入電流與輸入電壓同相位，從而減小輸入電流的波形畸變。系統(tǒng)控制框圖如圖2所示。

本文研究的輸入電壓前饋控制策略，通過(guò)檢測(cè)輸入電壓的峰值實(shí)現(xiàn)變換器的恒功率控制，避免了累加、取平均等運(yùn)算，極大地簡(jiǎn)化了控制程序的計(jì)算量;而且避免了常規(guī)PFC算法中的輸入電壓低通濾波器，使得變換器對(duì)輸入電壓的動(dòng)態(tài)響應(yīng)速度有很大的提高，程序的復(fù)雜性得到很大的簡(jiǎn)化;同時(shí)通過(guò)改變基準(zhǔn)正弦電流的初相角，可以改善輸入電流過(guò)零畸變的現(xiàn)象。簡(jiǎn)單的編程即可實(shí)現(xiàn)本文提出的輸入電壓前饋控制策略，對(duì)主電路無(wú)需做任何改動(dòng)，具有很大的靈活性。本文設(shè)計(jì)的輸入電壓前饋控制算法的流程圖如圖3所示。