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基于PWM開(kāi)關(guān)變壓器的動(dòng)態(tài)電壓恢復(fù)器研究

作者: 時(shí)間:2012-07-30 來(lái)源:網(wǎng)絡(luò) 收藏

摘要:提出了一種的單相在線式器(DVR),由交流斬波器及串聯(lián)組成,該DVR可補(bǔ)償凸起和凹陷,無(wú)需直流儲(chǔ)能環(huán)節(jié)和鎖相環(huán),且具有相位自動(dòng)跟蹤能力。采用新的控制策略及檢測(cè)方法,使系統(tǒng)能夠快速識(shí)別電壓凸起和凹陷并做出相應(yīng)補(bǔ)償。系統(tǒng)可工作在降壓狀態(tài),可應(yīng)用于節(jié)能場(chǎng)合,并設(shè)有旁路,提高了供電可靠性。設(shè)計(jì)了10 kW實(shí)驗(yàn)樣機(jī),實(shí)驗(yàn)結(jié)果表明此處所提出的DVR具有較好的響應(yīng)、補(bǔ)償及運(yùn)行性能。
關(guān)鍵詞:變壓器;電壓器;相位跟蹤

1 引言
隨著科學(xué)技術(shù)的進(jìn)步及工業(yè)水平的提高,出現(xiàn)了越來(lái)越多的敏感負(fù)載如半導(dǎo)體生產(chǎn)、銀行系統(tǒng)、自動(dòng)化生產(chǎn)線、精密數(shù)控機(jī)床、鐵路交通系統(tǒng)等,它們對(duì)電能質(zhì)量及供電可靠性提出了更高的要求。電壓跌落對(duì)敏感負(fù)載的影響最為嚴(yán)重。為解決這些電能質(zhì)量問(wèn)題,人們提出了DVR。
目前大多DVR都是逆變器加串聯(lián)變壓器拓?fù)?,這種拓?fù)淇刂茝?fù)雜,帶有直流儲(chǔ)能環(huán)節(jié),增加了系統(tǒng)成本,其補(bǔ)償能力受到儲(chǔ)能裝置容量的限制。文獻(xiàn)首次提出了交流斬波器的DVR拓?fù)?,進(jìn)行了原理分析和實(shí)驗(yàn)驗(yàn)證,但其僅能補(bǔ)償電壓凹陷而不能補(bǔ)償電壓凸起,且補(bǔ)償速度也不夠。文獻(xiàn)提出了雙交流Buck的拓?fù)鋵?shí)現(xiàn)倒相,但其要利用8個(gè)IGBT,增加了系統(tǒng)的成本且控制復(fù)雜。在此提出了基于開(kāi)關(guān)變壓器的電路結(jié)構(gòu),無(wú)需直流儲(chǔ)能環(huán)節(jié),且具有相位自動(dòng)跟蹤能力。其中,電壓檢測(cè)利用新的峰值電壓法,并采用輸出電壓反饋與電壓前饋相結(jié)合的控制策略,使系統(tǒng)有較好的動(dòng)態(tài)響應(yīng)及補(bǔ)償性能,整個(gè)系統(tǒng)的控制由32位ARM處理器STM32103F完成。

2 系統(tǒng)主電路拓?fù)?br />系統(tǒng)主電路如圖1所示。

本文引用地址:http://www.butianyuan.cn/article/176634.htm

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系統(tǒng)主電路由輸入LC濾波器、交流Buck型斬波器、串聯(lián)變壓器、輸出LC濾波器及旁路晶閘管組成,斬波器和串聯(lián)變壓器被定義為PWM開(kāi)
關(guān)變壓器。綜合考慮系統(tǒng)效率和IGBT開(kāi)關(guān)損耗,采用非互補(bǔ)驅(qū)動(dòng)方式,且有:uo=duin,d為PWM占空比。此處串聯(lián)變壓器變比為1:1,則有:uL=2uo,將uo=duin代入此式中,得uL=2duin。
故此系統(tǒng)最大可補(bǔ)償50%的電壓凹陷。當(dāng)電網(wǎng)電壓高于標(biāo)準(zhǔn)電壓時(shí),可使0d0.5,系統(tǒng)工作在降壓狀態(tài),可應(yīng)用于節(jié)能場(chǎng)合。當(dāng)系統(tǒng)故障或遇大電流沖擊可切換到旁路運(yùn)行,提高了供電可靠性。

3 電壓凹陷、凸起檢測(cè)-峰值電壓法
電壓檢測(cè)對(duì)于DVR至關(guān)重要,電壓檢測(cè)的速度及精度直接決定了系統(tǒng)動(dòng)態(tài)表現(xiàn)。由于電壓突變的同時(shí)會(huì)伴隨相位跳變,而傳統(tǒng)的電壓檢測(cè)方法都會(huì)受到電壓波形畸變及相位跳變的影響。因?yàn)閳D1中電路拓?fù)渚哂邢辔蛔詣?dòng)跟蹤能力,所以僅需檢測(cè)電壓凹陷、凸起的起始時(shí)刻及電壓凹陷、凸起的深度。文獻(xiàn)中提出峰值電壓法,其原理如圖2所示。

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該方法通過(guò)檢測(cè)電壓瞬時(shí)值來(lái)計(jì)算電壓幅值,當(dāng)輸入電壓為U1msin(ω1t)時(shí),將其在基波尺度上移相1/4周期得到U1mcos(ω1t),將二者做平方和運(yùn)算得到:
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實(shí)際電網(wǎng)電壓中含有大量低次諧波,要得到準(zhǔn)確的測(cè)量結(jié)果,必須將諧波分量濾除掉,這就需要一個(gè)截止頻率很低的低通濾波器,這必定會(huì)造成電壓檢測(cè)延遲。隨著處理器處理速度越來(lái)越快,此處將峰值檢測(cè)的計(jì)算過(guò)程通過(guò)軟件實(shí)現(xiàn),對(duì)于濾波器造成的延時(shí),在軟件中做超前補(bǔ)償。濾波及移相電路如圖3所示。圖中uin_T為互感器輸出電壓,相位調(diào)理電路對(duì)濾波電路造成的1 ms延時(shí)進(jìn)行相位補(bǔ)償,使得u1與電網(wǎng)基波電壓同相位,然后再移相90°得u1_90°,u1與u1_90°同時(shí)送入STM32103F的12位ADC進(jìn)行采樣計(jì)算得到U1m。

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濾波移相實(shí)驗(yàn)結(jié)果如圖4所示。

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4 控制策略與實(shí)現(xiàn)
4.1 控制策略
這里提出了輸出電壓反饋與電壓前饋相結(jié)合的控制策略,提高了系統(tǒng)動(dòng)態(tài)響應(yīng)速度及穩(wěn)定運(yùn)行時(shí)輸出電壓的穩(wěn)定性,其控制框圖如圖5所示。

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負(fù)載電壓與參考電壓的差值作為PI調(diào)節(jié)器的輸入,Kp為比例增益,Ki為積分增益。為避免P1調(diào)節(jié)器出現(xiàn)飽和現(xiàn)象,限幅器的輸出與輸入的差值被反饋到PI調(diào)節(jié)器的輸入。若PI調(diào)節(jié)器的飽和現(xiàn)象沒(méi)有被校正,那么當(dāng)輸入電壓從凹陷到正常值時(shí),輸出電壓將可能發(fā)生過(guò)電壓現(xiàn)象。為了提高系統(tǒng)的響應(yīng)速度,引入電壓前饋,參考電壓與輸入電壓的差值乘以一個(gè)系數(shù)Kf加到PI調(diào)節(jié)器的輸出。當(dāng)發(fā)生電壓凹陷時(shí),參考電壓與輸入電壓的差值為一個(gè)正值,直接增加了PWM占空比,反之亦然。電壓前饋不僅在發(fā)生電壓凹陷時(shí)提高了系統(tǒng)響應(yīng)速度,而且在當(dāng)電壓恢復(fù)時(shí)避免了過(guò)電壓現(xiàn)象的發(fā)生。
4.2 控制策略的實(shí)現(xiàn)
系統(tǒng)的控制由32位單片機(jī)STM32103F完成,圖3中u1,u1_90°及uL經(jīng)精密整流后被送到單片機(jī)片內(nèi)12位ADC,精密整流電路如圖6所示。

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每半個(gè)周波采樣200點(diǎn),即采樣周期為50μs,每次采樣后觸發(fā)DMA中斷,DMA中斷內(nèi)計(jì)算U1m,采樣的uL做均方根運(yùn)算后與uref的差值作為PI調(diào)節(jié)器的輸入。將U1m/1.414與uref做差,然后判斷是否發(fā)生電壓凹陷或凸起,當(dāng)發(fā)生電壓凹陷或凸起時(shí)則將差值經(jīng)超前補(bǔ)償算法后直接與PI調(diào)節(jié)器的輸出求和,作為PWM占空比,STM32103F可發(fā)出兩路死區(qū)可編程的PWM,將其做脈沖分配后送到IGBT驅(qū)動(dòng)電路。因采樣計(jì)算周期與開(kāi)關(guān)周期接近,故系統(tǒng)響應(yīng)速度非???。輸出電壓的均方根值反饋提高了系統(tǒng)的穩(wěn)態(tài)運(yùn)行性能。當(dāng)系統(tǒng)故障或發(fā)生大電流沖擊時(shí),切換到旁路運(yùn)行。

5 實(shí)驗(yàn)結(jié)果
搭建220 V/10 kW實(shí)驗(yàn)樣機(jī),L1=L2=0.5 mH,C1=C2=20μF,VQ1~VQ4為IKW75T60N型IGBT并聯(lián),實(shí)驗(yàn)結(jié)果如圖7所示。由圖可見(jiàn),當(dāng)uin凹陷65 V及凸起85 V時(shí),uL保持不變。

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6 結(jié)論
在此提出了基于PWM開(kāi)關(guān)變壓器的在線式DVR電路結(jié)構(gòu),采用輸出電壓反饋與電壓前饋相結(jié)合的控制策略,搭建了實(shí)驗(yàn)樣機(jī)。實(shí)驗(yàn)結(jié)果表明,此處提出的DVR系統(tǒng)具有較好的動(dòng)態(tài)響應(yīng)和良好的補(bǔ)償、運(yùn)行性能。

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