怎樣維持高性能移動CPU電源的低元件成本

筆記本電腦的新型處理器對電源提出了更高的要求：電流應該更大、對負載階躍響應速度更快、輸出電壓在電壓識別(VID)碼刷新后應能做出更迅速的調(diào)整。如果現(xiàn)有的電源設計可以滿足最新的負載階躍響應用規(guī)范要求、可保證低紋波，且在所有工作模式下(特別是待機模式)都能實現(xiàn)高效率，那么把該設計復用到一個新系統(tǒng)則是一個優(yōu)先的選擇。不幸的是，較老的控制器無法直接通過現(xiàn)有的輸出電感來提供快速的負載階躍響應，因此它們需要額外的大電容讓瞬態(tài)過程變得平滑。不過，新的電源設計的可用空間與較老式設計所能利用的空間是相同的，因此無法放置額外的電容。本文將討論一種可行的替代方案。

解決新問題的新型控制器

對大多數(shù)筆記本電腦應用來說，兩相設計可以把電感電流值控制在每相20A或者更低，以便對負載階躍進行最快響應，并保證最低成本。開關頻率設定必須足夠高，以便能以所要求的轉(zhuǎn)換速率對負載的瞬態(tài)變化做出響應。必須保證MOSFET的RDSON很低，以最大限度地減少高頻開關損耗，而且控制器的反饋環(huán)路的帶寬必須足夠高，以確保響應的快速性。不幸的是，老式的控制器的帶寬有限。提高開關頻率并無裨益，因為很窄的帶寬限制了環(huán)路響應。電感不能提供很大的電流階躍，因此需要更多的大電容。這種設計的成本和尺寸非常大，而且限制了實時輸出電壓的階躍響應。

新型多相同步控制器可以解決這些問題。它們穩(wěn)定而高速的反饋回路可以實現(xiàn)尺寸更小、成本更低的設計。有些控制器還支持在較低開關頻率下單相工作，從而大大提高低電流和間歇電流條件下的效率。

若得到恰當?shù)难a償，高帶寬控制器可以應對最大的負載階躍而不會產(chǎn)生振蕩。控制器可以通過電感提供更多電流，因此從大電容上取走的電荷量更少。新型的控制器可以快速響應電流瞬態(tài)，并同時導通多個相，增加可用的負載電流而無需增加大電容?？刂破骺梢蕴幚砗艽蟮呢撦d階躍，從而讓電感、電容和MOSFET的選擇簡單易行。

確定電感值

每相數(shù)百kHz的開關頻率可以保證設計在開關損耗、紋波和輸出濾波器的尺寸等方面取得良好平衡。輸出濾波器中的電感值取決于紋波要求而非輸出電壓。

其中，R0是負載電阻，Vripple是所容許的、由于電感紋波電流所引起的紋波電壓。電感中的紋波電流峰峰值應該小于其最大DC電流的一半。8A的紋波電流在負載為2.5mΩ的情況下所對應的紋波電壓是20mVpp。對兩相電源來說，Vvid輸出電壓為1.115V，F(xiàn)SW=280kHz，從式(2)可以計算出L≥423nH。

電感不應該在每相峰值電流處出現(xiàn)飽和，應該能承受磁芯損耗和平均繞組電流。使用盡可能小的電感可以減少輸出電容器的數(shù)量。電感的直流電阻會影響許多控制器設計中的電流敏感度，因而需要在功率損耗和測量精度之間取一個折衷的值。

最大限度減少輸出電容值

開關穩(wěn)壓器輸出端的陶瓷電容和大電容具有不同的作用。陶瓷電容負責處理CPU的高頻瞬態(tài)過程，將它們放置在CPU插座里面，可以實現(xiàn)最佳的瞬態(tài)抑制，但這限制了所放置的電容數(shù)量。如果需要額外的電容，則必須將它們放置在CPU插座附近。

最壞的瞬態(tài)過程通常是在深休眠狀態(tài)發(fā)生的最大負載階躍。開關的導通時間、最大輸出電流階躍和最大輸出轉(zhuǎn)換速率決定了在CPU電源引腳處的輸出濾波器的設計。對大多數(shù)筆記本應用來說，輸出電容至少為300μF，這可以通過32只并聯(lián)的0805 10μF陶瓷電容來獲得。PCB上寄生參數(shù)的變化將導致所需的電容數(shù)量量發(fā)生改變。

簡單地在低頻輸出濾波端放置一堆大電容，除了成本很高、尺寸很大外并無什么好處。實時的電壓變化設定了一個上限值，即電源必須能產(chǎn)生電壓躍升，且在給定的時間內(nèi)穩(wěn)定到特定的誤差帶內(nèi)。輸出端還要求輸出電容具有最小電容值限制，以便在最大負載階躍Io條件下和最大可容忍的過沖范圍內(nèi)，保證具有平滑的負載電壓。

在最大的可容忍過壓Vosmax條件下，負載電壓是

Vo=Io×Ro+Vosmax

這些方程可以確定大電容Cx的極限值，

其中K=-ln (VERR / VV)。

為了滿足上述方程，大電容的等效串聯(lián)電阻(ESR)應該小于降壓電阻Ro的兩倍。如果上述方程的求解結(jié)果表明Cxmin大于Cxmax，則可以減小電感值，或者增加更多的相，以滿足Vvid階躍要求。若要求在減小電感的同時維持相同的輸出紋波，則開關頻率應該提高。

例如，若Cz=320μF，實時VID階躍為22μs、220mV階躍(tv和Vv)，限制過沖電壓為27mV，穩(wěn)態(tài)電壓誤差(Verr)為10mV，則大電容應該在1.1mF到2.1mF的范圍內(nèi)。若采用4個330μF的鋁電解電容，且每個電容的ESR典型值為6mΩ，則總的電容值為1.32mF，總的ESR為1.5mΩ。

大電容的等效串聯(lián)電感(ESL)應該足夠低，以便在負載出現(xiàn)階躍時抑制高頻振鈴。

ESL=Cz×Ro2×Q2，其中，對于臨界阻尼系統(tǒng)來說，Q2被限制為2。

如果大電容的ESL太大了，則可以增加陶瓷電容的數(shù)量，或者采用ESL較小的大電容。

MOSFET的選擇

降壓電源中的MOS功率器件需要具有很低的RDSON，以使導通損耗和功率耗散最小化。它們還要求很低的輸入電容，以最大限度減少導通時間。更快且CISS更低的器件具有更高的RDSON，因此需要在這幾個指標之間進行折衷。由于采用MOSFET驅(qū)動電路，所以柵極驅(qū)動電壓被限制為5V，這樣，具有邏輯電平閾值的MOSFET便成了唯一選擇。來自主電流和紋波電流的功率耗散是同步MOSFET功率損耗的主要組成部分。

如果逆?zhèn)鬏旊娙菰陂_關節(jié)點變?yōu)楦唠娖綍r將足夠多的電荷耦合到柵極上，同步MOSFET可能會意外導通。這會導致主器件和同步器件同時導通的直通現(xiàn)象(shoot-through)。為防止這種情況出現(xiàn)，可以使用一個反饋電容，并使它與同步器件上輸入電容的比值為1:10或者更低。

同步MOSFET的關斷時間應該小于每相的MOSFET驅(qū)動器的非重疊死區(qū)時間(dead time)。舉例來說，ADI公司的ADP3419 MOSFET驅(qū)動器的輸出阻抗為1.5Ω，其典型的死區(qū)時間為45ns。如果使用一個典型柵電阻為1Ω的MOSFET，并讓RC時間常數(shù)小于45ns，則總的柵電容值的上限為9，000pF。當使用兩個并聯(lián)MOSFET時，每個柵電容應該小于4，500pF。

高壓端的MOSFET要求能承受導通電流和開關損耗所產(chǎn)生的功耗。開關損耗來自于開關的導通和關斷，因此這些FET的輸入電容值必須小于同步MOSFET的輸入電容值。

需要注意的另一問題是每一相驅(qū)動電路的損耗。每個驅(qū)動器的總待機功耗加上提供柵電荷時對應的功耗，應該小于驅(qū)動器在最高環(huán)境溫度下的熱耗散極限。對于工作在溫度可高達90oC的PCB上的 SOIC封裝來說，0.5W的總耗散對應120oC的結(jié)溫。

推薦的輸入電容值

高功率側(cè)的MOSFET的漏極電流近似于方波，其占空比等于n×Vout / Vin，最大輸出電流幅值則乘以1/n。為濾除輸入紋波，必須保證輸入電容的ESR很低，具體值根據(jù)最大RMS電流來確定。這個RMS電流為

在最小8V電池電壓條件下，當最大占空比Dmax為0.144時，從式(5)可以得出Icrms等于9.05A。

電容器制造商給出的電流額定值可能是根據(jù)2，000小時的使用壽命給出的，因此必須使用額定值高于采用計算出的Icrms時的電容值。

輸入電容值由可接受的紋波量來決定。電容的ESR和AC電流必須很低以滿足系統(tǒng)要求。

對快速負載變化的響應

控制器必須對最大的負載階躍和負載釋放進行有效響應。每相導通延遲過程非常長的老式架構(gòu)的響應速度還不夠快，控制器、驅(qū)動器和MOSFET也必須有足夠快的響應速度，以便滿足實時VVID變化的要求。

較早的單邊沿設計是等到下一個時鐘循環(huán)才對控制器在非工作狀態(tài)下發(fā)生的負載瞬態(tài)做出響應。它們一次只能對一相提供時鐘驅(qū)動，從而迫使電源從大電容獲得電流。

更新的控制器則通過異步校正來減少負載階躍響應時間，并同時減少電容器的數(shù)量。它們可以立刻導通所有的相來為CPU提供電流，而不會導致內(nèi)部時鐘的延遲。

同步降壓控制器(如ADI的ADP3207A)可以對突然的負載變化做出響應。它們可以讓所有相都與負載的階躍同步導通，無需等待即可提供最大電流。它們對最壞情況下的階躍的全相響應時間一般為1μs或更少。在最初的負載階躍需求得到滿足后，負載可以得到額外的電流供應，隨后系統(tǒng)進入正常工作狀況，因此紋波量并不會增加。

為了應對大的負載階躍，有些控制器同時導通所有的相。它們當中的大多數(shù)都使用線性傳遞函數(shù)特性來消除負載變化帶來的影響并控制輸出。但ADP3207A卻使用非線性增益來響應負載階躍。最大負載階躍的大信號使系統(tǒng)傳遞特性處于傳遞函數(shù)的高增益段，從而讓所有的輸出相都導通。較小的負載階躍對應傳遞函數(shù)曲線的低增益部分，從而可用標準的PWM方式來獨立調(diào)節(jié)每一相輸出。這樣做的好處是抗噪聲性能更好、抖動更低，因為大多數(shù)噪聲將作用在傳遞函數(shù)的小 信號、低增益部分。具有恒定高增益的控制器更容易受噪聲影響。

大多數(shù)的移動應用需要使用兩相電源，但這些控制器可以輕松配置成支持三相電源工作，以保證更高效率。每相輸入電流會隨著相數(shù)的增加而下降，因此電池在給定時間內(nèi)的電流消耗也會相應降低，當然代價是需要額外的元器件，于是成本和空間占用相應上升。

圖1：當使用兩相電源，ADP3207A和ADP3419對負載階躍的響應。

圖1給出了當負載出現(xiàn)階躍，所有相都導通時的響應情況，本例子使用了兩相電源。

移動控制器需要在節(jié)約電池的低功耗模式下高效率地工作。ADP3207A在處理器選擇低功耗工作時，可以變換到單相工作模式。在這種模式下，開關頻率與負載電流成正比，以保證最佳的功率效率。此外需要控制單相同步MOSFET，以免出現(xiàn)反向電感電流。圖2給出了ADP3207A的一個電路實例。

圖2：ADP3207A在處理器選擇低功耗工作時，可以變換到單相工作模式。

本文小結(jié)

移動應用所采用的控制器正在努力跟上新的移動處理器的最新需求變化。通過引入新技術來改善控制器的響應特性，電源的總尺寸和成本可以保持不變，同時縮短響應時間，從而保證更新的高性能移動設計得以實現(xiàn)，且不會影響移動PC的總體尺寸和最終用戶所付出的費用。