工程師不可不知的開關(guān)電源關(guān)鍵設(shè)計(jì)（六）

　　對(duì)于正向和負(fù)向尖峰，對(duì)稱的波形是同樣需要的，因此從它可以看出控制部分和電源部分在控制內(nèi)有中心線，且在負(fù)載的增大和減少的情況下它們的擺動(dòng)速率是相同的。

　　上面介紹了開關(guān)電源控制環(huán)路的兩個(gè)穩(wěn)定性判據(jù)，就是通過波特圖判定小信號(hào)下開關(guān)電源控制環(huán)路的相位裕度和通過負(fù)載躍變瞬態(tài)響應(yīng)波形判定大信號(hào)下開關(guān)電源控制環(huán)路的穩(wěn)定性。下面介紹四種控制環(huán)路穩(wěn)定性的設(shè)計(jì)方法。

　　4 穩(wěn)定性設(shè)計(jì)方法

　　4．1 分析法

　　根據(jù)閉環(huán)系統(tǒng)的理論、數(shù)學(xué)及電路模型進(jìn)行分析（計(jì)算機(jī)仿真）。實(shí)際上進(jìn)行總體分析時(shí)，要求所有的參數(shù)要精確地等于規(guī)定值是不大可能的，尤其是電感值，在整個(gè)電流變化范圍內(nèi)，電感值不可能保持常數(shù)。同樣，能改變系統(tǒng)線性工作的較大瞬態(tài)響應(yīng)也是很難預(yù)料到的。

　　4．2 試探法

　　首先測(cè)量好脈寬調(diào)整器和功率變換器部分的傳遞特性，然后用“差分技術(shù)”來確定補(bǔ)償控制放大器所必須具有的特性。

　　要想使實(shí)際的放大器完全滿足最優(yōu)特性是不大可能的，主要的目標(biāo)是實(shí)現(xiàn)盡可能地接近。具體步驟如下：

　?。?）找到開環(huán)曲線中極點(diǎn)過零處所對(duì)應(yīng)的頻率，在補(bǔ)償網(wǎng)絡(luò)中相應(yīng)的頻率周圍處引入零點(diǎn)，那么在直到等于穿越頻率的范圍內(nèi)相移小于315°（相位裕度至少為45°）；

　?。?）找到開環(huán)曲線中EsR零點(diǎn)對(duì)應(yīng)的頻率，在補(bǔ)償網(wǎng)絡(luò)中相應(yīng)的頻率周圍處引入極點(diǎn)（否則這些零點(diǎn)將使增益特性變平，且不能按照期望下降）；

　?。?）如果低頻增益太低，無法得到期望的直流校正那么可以引入一對(duì)零極點(diǎn)以提高低頻下的增益。

　　大多數(shù)情況下，需要進(jìn)行“微調(diào)”，最好的辦法是采用瞬態(tài)負(fù)載測(cè)量法。

　　4. 3 經(jīng)驗(yàn)法

　　采用這種方法，是控制環(huán)路采用具有低頻主導(dǎo)極點(diǎn)的過補(bǔ)償控制放大器組成閉環(huán)來獲得初始穩(wěn)定性。然后采用瞬時(shí)脈沖負(fù)載方法來補(bǔ)償網(wǎng)絡(luò)進(jìn)行動(dòng)態(tài)優(yōu)化，這種方法快而有效。其缺點(diǎn)是無法確定性能的最優(yōu)。

　　4．4 計(jì)算和測(cè)量結(jié)合方法

　　綜合以上三點(diǎn)，主要取決于設(shè)計(jì)人員的技能和經(jīng)驗(yàn)。

　　對(duì)于用上述方法設(shè)計(jì)完成的電源可以用下列方法測(cè)量閉環(huán)開關(guān)電源系統(tǒng)的波特圖，測(cè)量步驟如下。

　　如圖4所示為測(cè)量閉環(huán)電源系統(tǒng)波特圖的增益和相位時(shí)采用的一個(gè)常用方法，此方法的特點(diǎn)是無需改動(dòng)原線路。

　　如圖4所示，振蕩器通過變壓器T1引入一個(gè)很小的串聯(lián)型電壓V3至環(huán)路。流入控制放大器的有效交流電壓由電壓表V1測(cè)量，輸出端的交流電壓則由電壓表V2測(cè)量（電容器C1和C2起隔直流電流的作用）。V2/V1（以分貝形式）為系統(tǒng)的電壓增益。相位差就是整個(gè)環(huán)路的相移（在考慮到固定的180°負(fù)反饋反相位之后）。

　　輸入信號(hào)電平必須足夠小，以使全部控制環(huán)路都在其正常的線性范圍內(nèi)工作。

　　4．5 測(cè)量設(shè)備

　　波特圖的測(cè)量設(shè)備如下：

　　（1）一個(gè)可調(diào)頻率的振蕩器V3，頻率范圍從10Hz（或更低）到50kHz（或更高）；

　　（2）兩個(gè)窄帶且可選擇顯示峰值或有效值的電壓表V1和V2，其適用頻率與振蕩器頻率范圍相同；

　?。?）專業(yè)的增益及相位測(cè)量?jī)x表。

　　測(cè)試點(diǎn)的選擇：理論上講，可以在環(huán)路的任意點(diǎn)上進(jìn)行伯特圖測(cè)量，但是，為了獲得好的測(cè)量度，信號(hào)注入節(jié)點(diǎn)的選擇時(shí)必須兼顧兩點(diǎn)：電源阻抗較低且下一級(jí)的輸入阻抗較高。而且，必須有一個(gè)單一的信號(hào)通道。實(shí)踐中，一般可把測(cè)量變壓器接入到圖4或圖5控制環(huán)路中接入測(cè)量變壓器的位置。

　　圖4中T1的位置滿足了上述的標(biāo)準(zhǔn)。電源阻抗（在信號(hào)注入的方向上）是電源部分的低輸出阻抗，而下一級(jí)的輸入阻抗是控制放大器A1的高輸入阻抗。圖5中信號(hào)注入的第二個(gè)位置也同樣滿足這一標(biāo)準(zhǔn)，它位于圖5中低輸出的放大器A1和高輸入阻抗的脈寬調(diào)制器之間。

　　5 最佳拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)

　　無論是國(guó)外還是國(guó)內(nèi)DC／DC電源線路的設(shè)計(jì)，就隔離方式來講都可歸結(jié)為兩種最基本的形式：前置啟動(dòng)+前置PWM控制和后置隔離啟動(dòng)+后置PWM控制。具體結(jié)構(gòu)框圖如圖6和圖7所示。

　　國(guó)內(nèi)外DC／DC電源設(shè)計(jì)大多采用前置啟動(dòng)+前置PWM控制方式，后級(jí)以開關(guān)形式將采樣比較的誤差信號(hào)通過光電耦合器件隔離傳輸?shù)角凹?jí)PWM電路進(jìn)行脈沖寬度的調(diào)節(jié)，進(jìn)而實(shí)現(xiàn)整體DC／DC電源穩(wěn)壓控制。如圖6所示，前置啟動(dòng)+前置PWM控制方式框圖所示，輸出電壓的穩(wěn)定過程是：輸出誤差采樣→比較→放大→光隔離傳輸→PWM電路誤差比較→PWM調(diào)寬→輸出穩(wěn)壓。Interpoint公司的MHF+系列、SMHF系列、MSA系列、MHV系列等等產(chǎn)品都屬于此種控制方式。此類拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)電源產(chǎn)品就環(huán)路穩(wěn)定性補(bǔ)償設(shè)計(jì)主要集中在如下各部分：

　　（1）以集成電路U2為核心的采樣、比較電路的環(huán)路補(bǔ)償設(shè)計(jì)；

　?。?）以前置PWM集成電路內(nèi)部電壓比較器為核心的環(huán)路補(bǔ)償設(shè)計(jì)；

　　（3）輸出濾波器設(shè)計(jì)主要考慮輸出電壓／電流特性，在隔離式電源環(huán)路穩(wěn)定性補(bǔ)償設(shè)計(jì)時(shí)僅供參考；

　?。?）其它部分如功率管驅(qū)動(dòng)、主功率變壓器等，在隔離式電源環(huán)路穩(wěn)定性補(bǔ)償設(shè)計(jì)時(shí)可以不必考慮。

　　而如圖7所示，后置隔離啟動(dòng)+后置PWM控制方式框圖，輸出電壓的穩(wěn)定過程是：輸出誤差采樣→PWM電路誤差比較→PWM調(diào)寬→隔離驅(qū)動(dòng)→輸出穩(wěn)壓。此類拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)電源產(chǎn)品就環(huán)路穩(wěn)定性補(bǔ)償設(shè)計(jì)主要集中在如下各部分：

　?。?）以后置PWM集成電路內(nèi)部電壓比較器為核心的環(huán)路補(bǔ)償設(shè)計(jì)；

　?。?）輸出濾波器設(shè)計(jì)主要考慮輸出電壓／電流特性，在隔離式電源環(huán)路穩(wěn)定性補(bǔ)償設(shè)計(jì)時(shí)僅供參考。

　　（3）其它部分如隔離啟動(dòng)、主功率變壓器等，在隔離式電源環(huán)路穩(wěn)定性補(bǔ)償設(shè)計(jì)時(shí)可以不必考慮。

　　比較圖6和圖7控制方式和環(huán)路穩(wěn)定性補(bǔ)償設(shè)計(jì)可知，圖7后置隔離啟動(dòng)+后置PWM控制方式的優(yōu)點(diǎn)如下：

　?。?）減少了后級(jí)采樣、比較、放大和光電耦合，控制環(huán)路簡(jiǎn)捷；

　?。?）只需對(duì)后置PWM集成電路內(nèi)部電壓比較器進(jìn)行環(huán)路補(bǔ)償設(shè)計(jì)，控制環(huán)路的響應(yīng)頻率較寬；

　?。?）相位裕度大；

　　（4）負(fù)載瞬態(tài)特性好；

　　（5）輸入瞬態(tài)特性好；

　?。?）抗輻照能力強(qiáng)。實(shí)驗(yàn)證明光電耦合器件即使進(jìn)行了抗輻照加固其抗輻照總劑量也不會(huì)大于2x104Rad（Si），不適合航天電源高可靠、長(zhǎng)壽命的應(yīng)用要求。

　　6 結(jié)語(yǔ)

　　開關(guān)電源設(shè)計(jì)重點(diǎn)有兩點(diǎn)：一是磁路設(shè)計(jì)，重點(diǎn)解決的是從輸入到輸出的電壓及功率變換問題。二是穩(wěn)定性設(shè)計(jì)，重點(diǎn)解決的是輸出電壓的品質(zhì)問題。開關(guān)電源穩(wěn)定性設(shè)計(jì)的好壞直接決定著開關(guān)電源啟動(dòng)特性、輸入電壓躍變響應(yīng)特性、負(fù)載躍變響應(yīng)特性、高低溫穩(wěn)定性、生產(chǎn)和調(diào)試難易度。將上述開關(guān)電源穩(wěn)定性設(shè)計(jì)方法和結(jié)論應(yīng)用到開關(guān)電源的研發(fā)工作中去，定能事半功倍。

四、基于UC3875的全橋軟開關(guān)直流電源設(shè)計(jì)

　　PWM是英文“Pulse Width Modulation”的縮寫，簡(jiǎn)稱脈寬調(diào)制，是利用微處理器的數(shù)字輸出來對(duì)模擬電路進(jìn)行控制的一種非常有效的技術(shù)，廣泛應(yīng)用在從測(cè)量、通信到功率控制與變換的許多領(lǐng)域中。UCC3895是美國(guó)德州儀器公司生產(chǎn)的移相諧振全橋軟開關(guān)控制器，該系列控制器采用了先進(jìn)的BCDMOS技術(shù)。 UCC3895在基本功能上與UC3875系列和UC3879系列控制器完全相同，同時(shí)增加了一些新的功能。

　　本文介紹了一臺(tái)采用移相諧振控制芯片UC3875作為控制核心設(shè)計(jì)的開關(guān)頻率為70kHz、輸出功率1.2kW、主電路為移相全橋ZVZCS PWM軟開關(guān)模式的直流開關(guān)電源。

　　l 移相式ZVZCSPWM軟開關(guān)電源主電路分析

　　在設(shè)計(jì)制作的1.2kW（480V／2.5A）的軟開關(guān)電源中，其主電路為全橋變換器結(jié)構(gòu)，四只開關(guān)管均為MOSFET（1000V／24A），采用移相ZVZCSPWM控制，即超前臂開關(guān)管實(shí)現(xiàn)ZVS、滯后臂開關(guān)管實(shí)現(xiàn)ZCS，電路結(jié)構(gòu)簡(jiǎn)圖如圖l，VT1～VT4是全橋變換器的四只MOSFET開關(guān)管，VD1、VD2分別是超前臂開關(guān)管VT1、VT2的反并超快恢復(fù)二極管，C1、C2分別是為了實(shí)現(xiàn)VTl、VT2的ZVS設(shè)置的高頻電容，VD3、VD4是反向電流阻斷二極管，以實(shí)現(xiàn)滯后臂VT3、VT4的ZCS，Llk為變壓器漏感，Cb為阻斷電容，T為主變壓器，副邊由VD5～VD8構(gòu)成的高頻整流電路以及Lf、C3、C4等濾波器件組成。

　　其基本工作原理如下：

　　當(dāng)開關(guān)管VT1、VT4或VT2、VT3同時(shí)導(dǎo)通時(shí)，電路工作情況與全橋變換器的硬開關(guān)工作模式情況一樣，主變壓器原邊向負(fù)載提供能量。通過移相控制，在關(guān)斷VT1時(shí)并不馬上關(guān)斷VT4，而是根據(jù)輸出反饋信號(hào)決定的移相角，經(jīng)過一定時(shí)間后再關(guān)斷VT4，在關(guān)斷VT1之前，由于VT1導(dǎo)通，其并聯(lián)電容C1上電壓等于VT1的導(dǎo)通壓降，理想狀況下其值為零，當(dāng)關(guān)斷VT1時(shí)刻，C1開始充電，由于電容電壓不能突變，因此，VT1即是零電壓關(guān)斷。

　　由于變壓器漏感L1k以及副邊整流濾波電感的作用，VT1關(guān)斷后，原邊電流不能突變，繼續(xù)給Cb充電，同時(shí)C2也通過原邊放電，當(dāng)C2電壓降到零后，VD2自然導(dǎo)通，這時(shí)開通VT2，則VT2即是零電壓開通。

　　當(dāng)C1充滿電、C2放電完畢后，由于VD2是導(dǎo)通的，此時(shí)加在變壓器原邊繞組和漏感上的電壓為阻斷電容Cb兩端電壓，原邊電流開始減小，但繼續(xù)給Cb充電，直到原邊電流為零，這時(shí)由于VD4的阻斷作用，電容Cb不能通過VT2、VT4、VD4進(jìn)行放電，Cb兩端電壓維持不變，這時(shí)流過VT4電流為零，關(guān)斷VT4即是零電流關(guān)斷。

　　關(guān)斷VT4以后，經(jīng)過預(yù)先設(shè)置的死區(qū)時(shí)間后開通VT3，由于電壓器漏感的存在，原邊電流不能突變，因此VT3即是零電流開通。

　　VT2、VT3同時(shí)導(dǎo)通后原邊向負(fù)載提供能量，一定時(shí)間后關(guān)斷VT2，由于C2的存在，VT2是零電壓關(guān)斷，如同前面分析，原邊電流這時(shí)不能突變，C1經(jīng)過VD3、VT3、Cb放電完畢后，VD1自然導(dǎo)通，此時(shí)開通VT1即是零電壓開通，由于VD3的阻斷，原邊電流降為零以后，關(guān)斷VT3，則VT3即是零電流關(guān)斷，經(jīng)過預(yù)選設(shè)置好的死區(qū)時(shí)間延遲后開通VT4，由于變壓器漏感及副邊濾波電感的作用，原邊電流不能突變，VT4即是零電流開通。

　　這種采用超快恢復(fù)二極管阻斷原邊反向電流方式的移相式ZVZCS PWM全橋變換器拓?fù)涞睦硐牍ぷ鞑ㄐ稳鐖D2所示，其中Uab表示主電路圖3中a、b兩點(diǎn)之間的電壓，ip為變壓器T原邊電流，Ucb為阻斷電容Ub上的電壓，Urect是副邊整流后的電壓。

　　2 基于UC3875的主控制回路設(shè)計(jì)

　　為了實(shí)現(xiàn)主回路開關(guān)管ZVZCS軟開關(guān)，采用UC3875為其設(shè)計(jì)了PWM移相控制電路，如圖3所示?？紤]到所選MOSFET功率比較大對(duì)芯片的四個(gè)輸出驅(qū)動(dòng)信號(hào)進(jìn)行了功率放大，再經(jīng)高頻脈沖變壓器T1、T2隔離最后經(jīng)過驅(qū)動(dòng)電路驅(qū)動(dòng)MOSFET開關(guān)管。整個(gè)控制系統(tǒng)所有供電均用同一個(gè)15V直流電源，實(shí)驗(yàn)中設(shè)置開關(guān)頻率為70kHz，死區(qū)時(shí)間設(shè)置為1.5μs，采用簡(jiǎn)單的電壓控制模式，電源輸出直流電壓通過采樣電路、光電隔離電路后形成控制信號(hào)，輸入到UC3875誤差放大器的EA一，控制UC3875誤差放大器的輸出，從而控制芯片四個(gè)輸出之間的移相角大小，使電源能夠穩(wěn)定工作，圖中R6、C5接在EA一和E／AOUT之間構(gòu)成PI控制。在本設(shè)計(jì)中把CS+端用作故障保護(hù)電路，當(dāng)發(fā)生輸出過壓、輸出過流、高頻變?cè)呥^流、開關(guān)管過熱等故障時(shí)，通過一定的轉(zhuǎn)換電路，把故障信號(hào)轉(zhuǎn)換為高于2.5V的電壓接到CS+端，使UC3875四個(gè)輸出驅(qū)動(dòng)信號(hào)全為低電平，對(duì)電路實(shí)現(xiàn)保護(hù)。

　　圖4是開關(guān)管的驅(qū)動(dòng)電路。隔離變壓器的設(shè)計(jì)采用AP法、變比為l：1.3的三繞組變壓器。UC3875輸出的單極性脈沖經(jīng)過放大電路、隔離電路和驅(qū)動(dòng)電路后形成+12V／一5V的雙極性驅(qū)動(dòng)脈沖，保證開關(guān)管的穩(wěn)定開通和關(guān)斷。

　　3 仿真與實(shí)驗(yàn)結(jié)果分析

　　PSpice是一款功能強(qiáng)大的電路分析軟件，對(duì)開關(guān)頻率70kHz的ZVZCS軟開關(guān)電源的仿真是在PSpice9.1平臺(tái)上進(jìn)行的。

　　實(shí)驗(yàn)樣機(jī)的主回路結(jié)構(gòu)采用圖1所示的電路拓?fù)?，阻斷二極管采用超快恢復(fù)大功率二極管RHRG30120，其反向恢復(fù)時(shí)間在100ns以內(nèi)，滿足70kHz開關(guān)頻率的要求。開關(guān)管MOSFET采用IXYS公司的IXFK24N100開關(guān)管，這種型號(hào)MOS管自身反并有超快恢復(fù)二極管，其反向恢復(fù)時(shí)間約250ns。

　　圖5是超前橋臂開關(guān)管驅(qū)動(dòng)電壓與管壓降波形圖，（a）為仿真波形、（b）為實(shí)驗(yàn)波形，可見超前臂開關(guān)管完全實(shí)現(xiàn)了ZVS開通，VT1、VT2關(guān)斷時(shí)是依賴其自身很小的結(jié)電容來實(shí)現(xiàn)的，從圖中可以看出，關(guān)斷時(shí)也基本實(shí)現(xiàn)了ZVS關(guān)斷。

　　圖6是滯后橋臂開關(guān)管驅(qū)動(dòng)電壓與電流波形圖，（a）為仿真波形、（b）為實(shí)驗(yàn)波形；圖7是滯后臂開關(guān)管管壓降與電流波形圖，（a）為仿真波形、（b）為實(shí)驗(yàn)波形，從圖6、圖7可以看出滯后臂開關(guān)管VT3、VT4很好地實(shí)現(xiàn)了ZCS關(guān)斷，關(guān)斷時(shí)開關(guān)管電流已經(jīng)為零；滯后臂開關(guān)管完全開通之前，開關(guān)管電流也幾乎為零，基本實(shí)現(xiàn)了ZCS開通。而且滯后橋臂開關(guān)管VT3、VT4可以在很大負(fù)載范圍內(nèi)實(shí)現(xiàn)ZCS開關(guān)。

　　圖8是兩橋臂中點(diǎn)之間的電壓Uab的波形圖，（a）為仿真波形、（b）為實(shí)驗(yàn)波形。圖9是阻斷電容Cb上的電壓U曲波形，（a）為仿真波形、（b）為實(shí)驗(yàn)波形。從圖上可以看出，由于有Ucb的存在，Uab不是一個(gè)方波。當(dāng)Uab=0時(shí)，阻斷電容Cb上的電壓Ucb使原邊電流ip逐漸減小到零，由于阻斷二極管的阻斷作用，ip不能反向流動(dòng)，從而實(shí)現(xiàn)了滯后橋臂的ZCS開關(guān)。

　　4 結(jié)論

　　本文在介紹了移相諧振控制芯片UC3875的工作特點(diǎn)并詳細(xì)分析了采用串聯(lián)阻斷二極管的移相式ZVZCS PWM軟開關(guān)工作特性的基礎(chǔ)上，設(shè)計(jì)了一臺(tái)1.2kW、開關(guān)頻率70kHz的全橋軟開關(guān)直流電源，并應(yīng)用PSpice軟件進(jìn)行了仿真，實(shí)驗(yàn)結(jié)果與仿真結(jié)果基本符合。實(shí)驗(yàn)表明以UC3875為核心的控制部分結(jié)構(gòu)簡(jiǎn)單可靠，電源主電路開關(guān)管均實(shí)現(xiàn)了軟開關(guān)，并克服了單純的ZVS或ZCS軟開關(guān)模式的缺點(diǎn)，可有效減小開關(guān)管開關(guān)過程引起的損耗，有利于提高電源開關(guān)頻率，減小電源體積和重量。

五、開關(guān)電源紋波產(chǎn)生分析

　　隨著SWITCH 的開關(guān)，電感L 中的電流也是在輸出電流的有效值上下波動(dòng)的。所以在輸出端也會(huì)出現(xiàn)一個(gè)與SWITCH 同頻率的紋波，一般所說的紋波就是指這個(gè)。它與輸出電容的容量和ESR 有關(guān)系。這個(gè)紋波的頻率與開關(guān)電源相同，為幾十到幾百KHz。

　　另外，SWITCH 一般選用雙極性晶體管或者M(jìn)OSFET，不管是哪種，在其導(dǎo)通和截止的時(shí)候，都會(huì)有一個(gè)上升時(shí)間和下降時(shí)間。這時(shí)候在電路中就會(huì)出現(xiàn)一個(gè)與SWITCH 上升下降時(shí)間的頻率相同或者奇數(shù)倍頻的噪聲，一般為幾十MHz。同樣二極管D 在反向恢復(fù)瞬間，其等效電路為電阻電容和電感的串聯(lián)，會(huì)引起諧振，產(chǎn)生的噪聲頻率也為幾十MHz。這兩種噪聲一般叫做高頻噪聲，幅值通常要比紋波大得多。

　　如果是AC／DC 變換器，除了上述兩種紋波（噪聲）以外，還有AC 噪聲，頻率是輸入AC 電源的頻率，為50～60Hz 左右。還有一種共模噪聲，是由于很多開關(guān)電源的功率器件使用外殼作為散熱器，產(chǎn)生的等效電容導(dǎo)致的。因?yàn)楸救耸亲銎囯娮友邪l(fā)的，對(duì)于后兩種噪聲接觸較少，所以暫不考慮。

　　開關(guān)電源紋波的測(cè)量

　　基本要求：使用示波器AC 耦合，20MHz 帶寬限制，拔掉探頭的地線

　　1，AC 耦合是去掉疊加的直流電壓，得到準(zhǔn)確的波形。

　　2，打開20MHz 帶寬限制是防止高頻噪聲的干擾，防止測(cè)出錯(cuò)誤的結(jié)果。因?yàn)楦哳l成分幅值較大，測(cè)量的時(shí)候應(yīng)除去。

　　3，拔掉示波器探頭的接地夾，使用接地環(huán)測(cè)量，是為了減少干擾。很多部門沒有接地環(huán)，如果誤差允許也直接用探頭的接地夾測(cè)量。但在判斷是否合格時(shí)要考慮這個(gè)因素。

　　還有一點(diǎn)是要使用50Ω 終端。橫河示波器的資料上介紹說，50Ω 模塊是除去DC 成分，精確測(cè)量AC 成分。但是很少有示波器配這種專門的探頭，大多數(shù)情況是使用標(biāo)配100KΩ 到10MΩ 的探頭測(cè)量，影響暫時(shí)不清楚。

　　上面是測(cè)量開關(guān)紋波時(shí)基本的注意事項(xiàng)。如果示波器探頭不是直接接觸輸出點(diǎn)，應(yīng)該用雙絞線，或者50Ω 同軸電纜方式測(cè)量。

　　在測(cè)量高頻噪聲時(shí)，使用示波器的全通帶，一般為幾百兆到GHz 級(jí)別。其他與上述相同。

　　可能不同的公司有不同的測(cè)試方法。歸根到底第一要清楚自己的測(cè)試結(jié)果。第二要得到客戶認(rèn)可。

　　關(guān)于示波器：

　　有些數(shù)字示波器因?yàn)楦蓴_和存儲(chǔ)深度的原因，無法正確的測(cè)量出紋波。這時(shí)應(yīng)更換示波器。這方面有時(shí)候雖然老的模擬示波器帶寬只有幾十兆，但表現(xiàn)要比數(shù)字示波器好。泰克公司有專門分開測(cè)量上述兩種紋波（噪聲）的軟件，可以看一下參考資料5。同樣，關(guān)于示波器的接地，電源測(cè)試的相關(guān)知識(shí)，也可以看一下。

　　開關(guān)電源紋波的抑制

　　對(duì)于開關(guān)紋波，理論上和實(shí)際上都是一定存在的。通常抑制或減少它的做法有三種：

　　1，加大電感和輸出電容濾波

　　根據(jù)開關(guān)電源的公式，電感內(nèi)電流波動(dòng)大小和電感值成反比，輸出紋波和輸出電容值成反比。所以加大電感值和輸出電容值可以減小紋波。

　　同樣，輸出紋波與輸出電容的關(guān)系：vripple=Imax/（Co×f）?？梢钥闯?，加大輸出電容值可以減小紋波。

　　通常的做法，對(duì)于輸出電容，使用鋁電解電容以達(dá)到大容量的目的。但是電解電容在抑制高頻噪聲方面效果不是很好，而且ESR 也比較大，所以會(huì)在它旁邊并聯(lián)一個(gè)陶瓷電容，來彌補(bǔ)鋁電解電容的不足。

　　同時(shí)，開關(guān)電源工作時(shí)，輸入端的電壓Vin 不變，但是電流是隨開關(guān)變化的。這時(shí)輸入電源不會(huì)很好地提供電流，通常在靠近電流輸入端（以BucK 型為例，是SWITcH 附近），并聯(lián)電容來提供電流。

　　上面這種做法對(duì)減小紋波的作用是有限的。因?yàn)轶w積限制，電感不會(huì)做的很大；輸出電容增加到一定程度，對(duì)減小紋波就沒有明顯的效果了；增加開關(guān)頻率，又會(huì)增加開關(guān)損失。所以在要求比較嚴(yán)格時(shí)，這種方法并不是很好。關(guān)于開關(guān)電源的原理等，可以參考各類開關(guān)電源設(shè)計(jì)手冊(cè)。

　　2，二級(jí)濾波，就是再加一級(jí)LC 濾波器

　　LC 濾波器對(duì)噪紋波的抑制作用比較明顯，根據(jù)要除去的紋波頻率選擇合適的電感電容構(gòu)成濾波電路，一般能夠很好的減小紋波。

　　采樣點(diǎn)選在LC 濾波器之前（Pa），輸出電壓會(huì)降低。因?yàn)槿魏坞姼卸加幸粋€(gè)直流電阻，當(dāng)有電流輸出時(shí)，在電感上會(huì)有壓降產(chǎn)生，導(dǎo)致電源的輸出電壓降低。而且這個(gè)壓降是隨輸出電流變化的。

　　采樣點(diǎn)選在LC 濾波器之后（Pb），這樣輸出電壓就是我們所希望得到的電壓。但是這樣在電源系統(tǒng)內(nèi)部引入了一個(gè)電感和一個(gè)電容，有可能會(huì)導(dǎo)致系統(tǒng)不穩(wěn)定。關(guān)于系統(tǒng)穩(wěn)定，很多資料有介紹，這里不詳細(xì)寫了。

　　3，開關(guān)電源輸出之后，接LDO 濾波

　　這是減少紋波和噪聲最有效的辦法，輸出電壓恒定，不需要改變?cè)械姆答佅到y(tǒng)，但也是成本最高，功耗最高的辦法。任何一款LDO 都有一項(xiàng)指標(biāo)：噪音抑制比。是一條頻率-dB 曲線，如右圖是凌特公司LT3024 的曲線。

　　對(duì)減小紋波。開關(guān)電源的PCB 布線也非常關(guān)鍵，這是個(gè)很赫手的問題。有專門的開關(guān)電源PCB 工程師，對(duì)于高頻噪聲，由于頻率高幅值較大，后級(jí)濾波雖然有一定作用，但效果不明顯。這方面有專門的研究，簡(jiǎn)單的做法是在二極管上并電容C 或RC，或串聯(lián)電感。

　　4，在二極管上并電容C 或RC

　　二極管高速導(dǎo)通截止時(shí)，要考慮寄生參數(shù)。在二極管反向恢復(fù)期間，等效電感和等效電容成為一個(gè)RC 振蕩器，產(chǎn)生高頻振蕩。為了抑制這種高頻振蕩，需在二極管兩端并聯(lián)電容C或RC 緩沖網(wǎng)絡(luò)。電阻一般取10Ω-100Ω，電容取4.7pF-2.2nF。

　　在二極管上并聯(lián)的電容C 或者RC，其取值要經(jīng)過反復(fù)試驗(yàn)才能確定。如果選用不當(dāng)，反而會(huì)造成更嚴(yán)重的振蕩。

　　對(duì)高頻噪聲要求嚴(yán)格的話，可以采用軟開關(guān)技術(shù)。關(guān)于軟開關(guān)，有很多書專門介紹。

　　5，二極管后接電感（EMI 濾波）

　　這也是常用的抑制高頻噪聲的方法。針對(duì)產(chǎn)生噪聲的頻率，選擇合適的電感元件，同樣能夠有效地抑制噪聲。需要注意的是，電感的額定電流要滿足實(shí)際的要求。

　　六、開關(guān)電源PCB排版基本要點(diǎn)分析

　　摘要：開關(guān)電源PCB排版是開發(fā)電源產(chǎn)品中的一個(gè)重要過程。許多情況下，一個(gè)在紙上設(shè)計(jì)得非常完美的電源可能在初次調(diào)試時(shí)無法正常工作，原因是該電源的PCB排版存在著許多問題．詳細(xì)討論了開關(guān)電源PCB排版的基本要點(diǎn)，并描述了一些實(shí)用的PCB排版例子。

　　0 引言

　　為了適應(yīng)電子產(chǎn)品飛快的更新?lián)Q代節(jié)奏，產(chǎn)品設(shè)計(jì)工程師更傾向于選擇在市場(chǎng)上很容易采購(gòu)到的AC／DC適配器，并把多組直流電源直接安裝在系統(tǒng)的線路板上。由于開關(guān)電源產(chǎn)生的電磁干擾會(huì)影響到其電子產(chǎn)品的正常工作，正確的電源PCB排版就變得非常重要。開關(guān)電源PCB排版與數(shù)字電路PCB排版完全不一樣。在數(shù)字電路排版中，許多數(shù)字芯片可以通過PCB軟件來自動(dòng)排列，且芯片之間的連接線可以通過PCB軟件來自動(dòng)連接。用自動(dòng)排版方式排出的開關(guān)電源肯定無法正常工作。所以，沒計(jì)人員需要對(duì)開關(guān)電源PCB排版基本規(guī)則和開關(guān)電源工作原理有一定的了解。

　　1 開關(guān)電源PCB排版基本要點(diǎn)

　　l.1 電容高頻濾波特性

　　圖1是電容器基本結(jié)構(gòu)和高頻等效模型。

　　電容的基本公式是

　　式（1）顯示，減小電容器極板之間的距離（d）和增加極板的截面積（A）將增加電容器的電容量。

　　電容通常存在等效串聯(lián)電阻（ESR）和等效串聯(lián)電感（ESL）二個(gè)寄生參數(shù)。圖2是電容器在不同工作頻率下的阻抗（Zc）。

　　一個(gè)電容器的諧振頻率（fo）可以從它自身電容量（C）和等效串聯(lián)電感量（LESL）得到，即

　　當(dāng)一個(gè)電容器工作頻率在fo以下時(shí)，其阻抗隨頻率的上升而減小，即

　　當(dāng)電容器工作頻率在fo以上時(shí)，其阻抗會(huì)隨頻率的上升而增加，即

　　當(dāng)電容器工作頻率接近fo時(shí)，電容阻抗就等于它的等效串聯(lián)電阻（RESR）。