電源設計之拓撲結構

單端反激變換器

1、電路拓撲圖

2、電路原理

其變壓器T1起隔離和傳遞儲存能量的作用，即在開關管Q開通時Np儲存能量，開關管Q關斷時Np向Ns釋放能量。在輸出端要加由電感器Lo和兩Co電容組成一個低通濾波器，變壓器初級需有Cr、Rr和Dr組成的RCD漏感尖峰吸收電路。輸出回路需有一個整流二極管D1。由于其變壓器使用有氣隙的磁芯，故其銅損較大，變壓器溫相對較高。并且其輸出的紋波電壓比較大。但其優(yōu)點就是電路結構簡單，適用于200W以下的電源且多路輸出交調特性相對較好。

3、變壓器計算

單端反激式變壓器設計的方法較多，但對于反激式設計來說最難的也就是變壓器的設計和調整。一般須視具體工作狀態(tài)而定，這里我結合自己的調試經驗介紹一種快捷的近似計算方法。反激變換器可工作于電流連續(xù)模式(CCM)和電流斷續(xù)模式(DCM)，同樣輸出功率時，工作于電流斷續(xù)模式具有較大的峰值電流，此時開關晶體管、整流二極管、變壓器和電容上損耗會增加，所以一般效率較低，工作于電流連續(xù)模式下，效率較高，但輸出二極管反向恢復時易引起振蕩和噪聲；另外，工作于電流斷續(xù)模式時，由于變壓器電感量較小，體積可以做得小一些，而工作于電流連續(xù)模式，變壓器體積一般會較大。變壓器參數的選取應結合整個電路設計和實際應用情況，在最初的設計中，為取得比較適中的性能，可考慮使電路工作于電流臨界連續(xù)狀態(tài)。

反激式變壓器的設計可分為以下幾個步驟：

a、初選磁芯型號。

b、確定初級電感量。

c、確定初級峰值電流。

d、確定初級線圈匝數和氣隙。

e、計算并調整初、次級匝數。

f、計算并確定導線線徑

g、校核窗口面積和最大磁感性強度

★ 初選磁芯型號

反激變壓器的體積主要決定于傳遞功率的大小，可依據經驗或磁芯廠家手冊中提供的速選圖表，初選一磁芯型號代入以后的步驟進行計算。

★ 確定初級電感量

若考慮低端滿載時，電路工作于電流臨界連續(xù)狀態(tài)，此時初級電感量計算公式如下：

L1=(Vinmin×Dmax)∧2/(2×f×Po)

(Vinmin為輸入電壓最小值，Dmax為設定的最大占空比，f為開關頻率，P0為輸出功率。)增大L1取值時，電路開始工作于電流連續(xù)模式，原邊電感量的選擇可在L1計算值基礎上，視具體情況作調整。

★ 確定初級峰值電流

設計時仍應考慮低端滿載的情況。

電路工作于電流不連續(xù)或臨界連續(xù)時，初級峰值電流

I1max=2×Po/(Vinmin×h×Dmax)(h為預測效率值)

電路工作于電流連續(xù)模式時，初級峰值電流：

I1max=2×Po/(Vinmin×h×Dmax)＋(2×Vinmin×T×Dmax)/L1

★ 確定初級峰值電流確定初級線圈匝數和氣隙

首先作出兩點假設：

a、由于磁芯開氣隙后剩磁Br減小很多，認為Br＝0。

b、 由于氣隙磁阻遠大于磁路其他部分磁阻，認為磁勢全部降于氣隙處。

根據以上兩點假設可得出初級電感量：

L1=(m0×Ae×Np)/d

(m0為空氣磁導率，Ae為氣隙處磁芯截面積，d為氣隙長度。)

工作最大磁感應強度：

Bm=(I1max×Np×m0)/d??? (Bm為最大磁通密度)

選擇最大磁感應強度Bm后，聯(lián)解以上兩式可求出初級匝數N1，和氣隙長度d，氣隙長度的選取不宜過長，過長的氣隙會導致主磁路磁阻增大，磁力線通過漏磁路閉合，會增加漏感和電磁干擾EMI。

★ 計算并調整初、次級匝數

仍考慮低端滿載情況，此時電流連續(xù)或臨界連續(xù)，次級匝數：

N2=(Vo+Vd+Io×R)×(1-Dmax)×Np/(Vin×Dmax)　　(UD為輸出整流管壓降，IO R為線路壓降)

取初級或次級匝數中較小者，取整后，再由匝比關系推算其余繞組匝數。

★ 計算并確定導線線徑

初級繞組電流有效值：

I1=sqr((I1max×(1-DI)+DI×DI/3)×D)(DI為電流增量，DI＝(Vin×Ton)/L1)

次級電流有效值：

I2=Np×I1/N2

當電流較大時，導線采用多股并繞，每股直徑不大于2倍穿透深度。

★ 校核窗口面積和最大磁感性強度

變壓器繞制的基本要求是耦合緊密，以減小漏感。設計時有兩種基本方法以增加繞組間耦合，一是雙線并繞，常用于繞制輸出正負繞組、原邊繞組與去磁繞組等，要求并繞的繞組匝數相等且壓差不能不能太高；另一種是夾繞的方法，將原邊繞組均分為兩層，夾副邊繞組，也有多層夾繞的方法，由于結構復雜，我在二次電源變壓器設計中沒有采用。

雙管反激變換器

1、電路拓撲圖

2、電路原理

其變壓器T1起隔離和傳遞儲存能量的作用，即在開關管Q1、Q2開通時Np儲存能量，開關管Q1、Q2關斷時Np向Ns釋放能量，同時Np的漏感將通過D2、D3返回給輸入，可省去RCD漏感尖峰吸收電路。在輸出端要加由電感器Lo和兩Co電容組成一個低通濾波器。輸出回路需有一個整流二極管D1（最好使用恢復時間快的整流管）。

3、工作特點

a、在任何工作條件下，為使兩個調整管所承受的電壓不會超過Vs+Vd　(Vs：輸入電壓；Vd:D2、D3的正向壓降，)，D2、D3必須是快恢復管（當然用超快恢復管更好）。

b、在反激開始時，儲存在原邊Np的漏電感的能量會經D2、D3反饋回輸入，系統(tǒng)能量損失會小，效率高。

c、在與單端反激變換器相比，無需RCD吸收電路；功率器件可選擇較低的耐壓值；功率等級也會很大。

d、在輕載時，如果在“開通”周期儲存在變壓器的原邊繞組顯得過多的能量，那么在“關斷”周期會將過多的能量能量反饋到輸入。

e、兩個調整管工作狀態(tài)一致，我沒有調試過這樣電路，根據調試過的半橋和雙管正激的電路經驗，下管的波形會優(yōu)于上管的波形，在調試過程中只要觀察下管波形即可（具體可到“調試經驗”中詳見）。我個人建議在大功率等級電源中不可選用此種電路。

4、變壓器計算

設計方法據參考書籍，與單端反激變換器變換器相同。但變壓器漏電感必須小，可以減小D2、D3上的能量損耗，同時增加電源的效率。

單端正激變換器

1、電路拓撲圖

2、電路原理

其變壓器T1起隔離和變壓的作用，在輸出端要加一個電感器Lo（續(xù)流電感）起能量的儲存及傳遞作用，變壓器初級需有復位繞組Nr（此點上我對一些參考書籍存疑，當然有是最好，實際應用中考慮到變壓器腳位的問題）。在實際使用中，我也發(fā)現此繞組也用RCD吸收電路取代亦可，如果芯片的輔助電源用反激供給則也可削去調整管的部分峰值電壓（相當一部份復位繞組）。輸出回路需有一個整流二極管D1和一個續(xù)流二極管D2。由于其變壓器使用無氣隙的磁芯，故其銅損較小，變壓器溫升較低。并且其輸出的紋波電壓較小。

3、變壓器計算

一般來說高頻變壓器的設計可劃分為以下六個步驟：

a、選擇磁芯材料和磁芯結構形式。

b、確定工作頻率，工作最大磁感應強度Bm。

c、計算并初選磁芯型號。

d、計算并調整原、副邊匝數。

e、計算并確定導線線徑。

f、校核窗口面積和最大磁感應強度Bm。

現就這六個步驟來討論單端正激式變壓器的設計：

★ 選擇磁芯材料和磁芯結構形式

高頻變壓器磁性材料選擇的標準為高初始磁導率μi、低矯頑力Hc、高飽和磁感應強度Bs、低剩磁Br、高電阻率ρ和高居里溫度點。磁導率高，變壓器工作時勵磁電流就??；矯頑力低則磁滯損耗比較??；高飽和磁感應，低剩磁，變壓器工作時磁通變化范圍DB可以較大，相應減小了變壓器體積；高電阻率，高頻工作時渦流損耗比較小；高居里溫度點，變壓器工作溫度可以相應提高，但以上各項要求不可能同時得到滿足，不同的磁性材料存在其長處也必然存在不足，需視具體應用條件加以選擇。一次電源工作頻率一般選擇在60KHz～150KHz之間，二次電源產品工作頻率一般選擇在100KHz～400KHz之間，在這個頻率范圍，宜選用Mn-Zn鐵氧體材料，目前二次電源常用的鐵氧體材料包括TDK的PC30－PC40，Magnetics的P材料，PHILIP的3F3及899廠的R2KB2等。

磁芯結構形式的選擇一是考慮能量傳遞，二是考慮幾何尺寸的限制，三是考慮磁芯截面積和窗口面積的比例，多路輸出變壓器一般要求有較大的窗口面積，選擇EE型、EI型或PQ型磁芯，可具有較大的窗口和良好的散熱性，DC/DC模塊電源可選用FEY型、FEE型、EUI型等，鈴流變壓器要求磁芯截面積比較大，可選用GU形磁芯；此外還應考慮變壓器的安裝，加工方便性，成本等，目前中、大功率通常選用GU形磁芯，這種磁芯特點是有較大的截面積，漏磁很小，采用國產材料，成本低，但出線需手焊。

★ 確定工作頻率，最大磁感應強度Bm

考慮高溫時飽和磁感應強度Bs會下降，同時為降低高頻工作時磁芯損耗，工作最大磁感應在一般選擇為2000～2500Gs，工作頻率的選擇可在設計變壓器時進行反推，或先確定再進行調整，AC/DC工作頻率一般選擇在60KHz～150KHz之間；DC/DC工作頻率可選擇為100KHz～400KHz之間。

★ 計算并初選磁芯型號

磁芯結構確定基礎上，其型號選擇可采用面積乘積法：

對于正激式變壓器：

Np=(Vin×Ton)/(ΔB×Ae)

(Ae：磁芯截面積，Vin：輸入電壓，Ton：導通時間，DB＝Bm－Br，Np為變壓器原邊匝數)。

Q=(I1×Np)/(Ku×j×2)

(Q為窗口面積，I1、Np對應初級繞組電流和匝數，Ku為窗口系數，即銅線截面積之和與窗口面積比值。一般Q可取0.3～0.35，j為導線電流密度可取8～15A/m2，上式中假定原邊繞組占整個繞組截面積的1/2)

Ae×Q=Po/(2×h×Ku×j×ΔB)

根據輸出功率P0，預測效率h，導通時間Ton和工作磁感應變化范圍DB等參數可求出Ae和Q乘積，作為初選磁芯型號的依據，如果對磁芯選擇比較有經驗也可越過該步驟，直接進入下一步。

★ 計算并調整原副邊匝數

a、計算原邊匝數：　　Np=(Vin×Ton)/(ΔB×Ae)

b、計算副邊匝數：　　N2=(Vo+Vd+Io×R)/(D×Vin)

(V0為輸出電壓，VD為輸出整流二極管壓降，Io×R為線路壓降，Vin為直流輸入電壓,D為占空比)

c、副邊電流有效值：I2=Io×sqr(D)

d、原邊電流有效值：I1＝（I2×N2/Np）×(1+5%) (取勵磁電流為原邊電流5％)

根據電流有效值和導線選擇經驗，同時考慮高頻工作時導線的集膚效應，當電流較大時，采用多股并繞，每股線徑不得大于2倍穿透深度，漆包線的線徑和股數可適當調整，使線包每一層能正好繞滿，若計算出的原、副邊匝數非整數，可選擇匝數較小的一方取整，再根據匝比推算其他繞組匝數。

★ 校核窗口和最大磁感應

根據公式 Ku=Ae/Q 校核窗口，窗口系數Ku約為0.3～0.35。

如果在計算副邊取整過程中調整了匝數，應由公式Np=(Vin×Ton)/(ΔB×Ae)校核最大磁感應，最大磁感應在3000Gs以內，如果有條件，最好試繞一個變壓器，進行實驗,然后根據最低輸入電壓和最大載時的開關波形來進行反推（這種方法最有效，當然也最危險，畢竟你還未完全調試出來時可能會炸機的噢！最好有一塊可記憶的示波器和一個同事在旁！你以為做什么？呵呵~~當然是即時地給你送到醫(yī)院啦?。。?。

4、輸出電感設計

輸出濾波電感設計的基本要求是滿足電感量，保證流過最大電流時磁芯不會飽和，窗口要繞得下。單端正激式電路輸出電感設計可分為以下幾個步驟。

a、確定電感量并初選磁芯型號。

b、確定電感峰值電流。

c、確定線圈匝數和氣隙。

d、確定導線線徑。

e、校核窗口和最大磁感應。

★ 確定電感量并初選磁芯型號

首先通過電路設計確定輸出濾波電感值，濾波電感值取大一些可減小初、次級電流峰值，減小輸出紋波噪聲，但電感量的增加受到電感體積、尺寸的限制，同時電感過大會造成系統(tǒng)時間常數大，給控制帶來問題，電流上升斜率太小，采用電流控制型方案時還容易出現次諧波振蕩問題，因此電感量值的選取應綜合考慮以上因素。選定電感值后，根據電感最大貯能值0.5×L×I×I，依據經驗或磁芯廠家提供的速查圖表，初選一磁芯型號代入以后步驟進行計算。

★ 確定電感峰值電流

Imax=Io+2×Vo×Toff/L(Toff為關斷時間)

★ 確定線圈匝數和氣隙

由于電感電流中存在較大的直流分量，當選用鐵氧體磁芯時，一定要加入氣隙，可在實際調試中去調整氣隙的大?。灰部煽紤]使用FeSiAl材料或P.P.M材料的磁環(huán)（呵呵~~　可別以為我出餿主意噢！效果會好多了，不過會使電源更值錢些罷了?。。。?。

一般輸出濾波電感最大磁感應強度可取為3000Gs左右，選定Bm后聯(lián)解以上兩式可求出匝數N和氣隙長度d。

匝數N應進行取整，當匝數少電流大時，應盡量避免取半匝的情況。

★ 計算并確定導線線徑

確定匝數后，根據電流有效值選取導線線徑，電流較大時，仍需采用多股并繞，但由于電感電流中交流成份比較小，集膚效應不明顯，必要時可選用較粗的導線繞制。

★ 校核窗口和最大磁感應

電感設計完成后，可在實驗中進一步調整氣隙，以達到最佳的電感量和工作磁通。

雙管正激變換器

1、電路拓撲圖

2、電路原理

其變壓器T1起隔離和變壓的作用，在輸出端要加一個電感器Lo（續(xù)流電感）起能量的儲存及傳遞作用，變壓器初級無需再有復位繞組，因為D1、D2的導通限制了兩個調整管關斷時所承受的電壓。輸出回路需有一個整流二極管D3和一個續(xù)流二極管D4（其中D3、D4均最好選用恢復時間快的整流管）。輸出濾波電容Co應選擇低ESR（等效電阻）大容量，有利于降低紋波電壓（當然這對于其它拓撲結構的也是這樣要求）。

3、工作特點

a、在任何工作條件下，為使兩個調整管所承受的電壓不會超過Vs+Vd　(Vs：輸入電壓；Vd:D1、D2的正向壓降，)，D1、D2必須是快恢復管（當然用恢復時間越短越好，我在實際設計和調試中多使用MUR460）。

b、在與單端正激變換器相比，無需復位電路，有利于簡化電路和變壓器設計；功率器件可選擇較低的耐壓值；功率等級也會很大，據我所知現在很多大功率等級的通信電源及電力操作電源都選用了這種電路。

c、兩個調整管工作狀態(tài)一致，同時處通態(tài)或斷態(tài)。我個人建議在大功率等級電源中選用此種電路，主要是調整管好選，比如IRFP460、IRFP460A等調整管即可。

4、變壓器計算

在實際設計和調試中，與單管正激變換器變換器中變壓器設計方法相同，不過省去了復位繞組。

5、輸出電感計算

單端正激、雙管正激、半橋、推挽、全橋、BUCK等電路設計方法相同。我實際設計和調試中一般僅以公式計算值作參考，適當的可以調整匝數以達到最佳狀態(tài)（我個人認為）。

推挽式變換器

1、電路拓撲圖

2、電路原理

其變壓器T1起隔離和傳遞能量的作用。在開關管Q1開通時，變壓器T1的Np1繞組工作并耦合到付邊Ns1繞組，開關管Q關斷時Np向Ns釋放能量；反之亦然。在輸出端由續(xù)流電感器Lo和D1、D2付邊整流電路。開關管兩端應加一RC組成的開關管關斷時所產生的尖峰吸收電路。

此電路大概也可能稱為正反激電路吧！我也不敢確定。因為曾經有個同事與我說起Lambda有一款電源PH300F（DC/DC 5V/60A 全磚）就采用了正反激電路，我也沒見過此模塊電源實物，他也沒見過推挽電路圖，根據他說的及當時所測的波形，與推挽工作相似。所以我只是估猜，如有錯誤希各位同仁指出并斧正，免得誘導壞“小孩子”。

3、工作特點

a、在任何工作條件下，調整管都承受的兩倍的輸入電壓。所以此電路多用于大功率等級的DC/DC電源中，這樣才有利于選材料。

b、兩個調整管都是相互交替打開的，所以兩組驅動波形相位差要大于180°（一般書上說差等于180°，呵呵~~~您可以試一試），因為要存在一定死區(qū)時間。

c、此電路與半橋式變換器一樣，也存在一定的磁偏問題。不過我不知道我是否遇到，當時只是用20M帶寬的模擬示波器又無存儲功能，最主要的是我當時對這電路工作原理并未完全弄懂。

4、變壓器計算

步驟與前相同（省去）

★ 計算匝伏比：N/V=Ton/(ΔB×Ae)

★ 原邊繞組匝數：Np=Vinmin×(N/V)

★ 付邊繞組匝數：N2=(Vo+Vd+Io×R)×(N/V)

★ 其它的驗證及導線選擇參考《單端正激式》

5、輸出電感設計

參考《單端正激式》

半橋變換器

1、電路拓撲圖

2、電路原理

其變壓器T1起隔離和傳遞能量的作用。開關管Q1導通時，Np繞組上承受一半的輸入電壓，付邊繞組電壓使D1導通；反之亦然。輸出回路D1、D2、Lo、Co共同組成了整流濾波電路。

此電路減小了原邊調整管的電壓應力，所以是目前比較成熟和常見的電路；如PC Power　70%以上、電子鎮(zhèn)流器60%都使用此電路。

3、工作特點

a、兩個調整管都是相互交替打開的，所以兩組驅動波形相位差要大于180°，因為要存在一定死區(qū)時間。

b、C1＝C2、R1=R2。

c、C1、C2主要用來自動平衡每個調整管的伏秒值；許多的半橋此處多用高壓鋁電解電容，多炸機都爆電容，因為鋁電容存在一個高頻特性的問題。你如果還在用這個拓撲結構不妨可以試用一下CBB電容。

d、C3主要是濾去影響伏秒平衡的直流分量，也用CBB電容。曾經就有一個朋友就這個CBB電容的引腳粗細（即太細多并幾個CBB電容，0~30V/0~30A的儀器電源）與我討論過，嘻嘻~~~　您說呢？！

4、變壓器計算

步驟與前相同（省去）

★ 原邊繞組匝數：Np=Vinmin×Ton/(2×ΔB×Ae)

★ 付邊繞組匝數：N2=(Vo+Vd+Io×R)×2×Np/Vinmin

★ 其它的驗證及導線選擇參考《單端正激式》

5、輸出電感計算

參考《單端正激式》

全橋變換器

1、電路拓撲圖

2、電路原理

此電路多用于大功率等級電源中，目前國內許多研究機構都在此電路是做改造，但對于多數的電源生產廠商來說此電路成熟的產品市場占有率很低，自身設計投入開發(fā)成本會很高。

此電路我只是見過，以及相應的芯片組，電源成品只看過中興通訊的ZXD1200（如果沒記錯的話，好象型號是這）。反正我沒有調試過，希望那個公司或資本家能夠投入成本，讓我錘煉一下，也好把相應的體會告訴大家。

3、工作特點

a、變壓器利用率也比較高，空載能量可以反饋回電網、電源效率高。

b、穩(wěn)態(tài)無靜差、動態(tài)響應速度足夠快、系統(tǒng)穩(wěn)定、抗高頻干擾能力強。

4、變壓器計算

步驟與前相同（省去）

★ 原邊繞組匝數：Np=Vinmin×Ton/(ΔB×Ae)

★ 付邊繞組匝數：N2=(Vo+Vd+Io×R)×Ton/(ΔB×Ae)

★ 其它的驗證及導線選擇參考《單端正激式》

5、輸出電感設計

參考《單端 正激式》