纖巧的數(shù)字預失真接收器集成了 RF、濾波器和 ADC

在蜂窩基站中，功率放大器 (PA) 消耗的電功率比其他任何組件都多，因此就服務提供商而言， PA 是增大運營支出的一個重要因素。復雜的數(shù)字調(diào)制方法要求 PA 具有極高的線性，因此必須在遠低于飽和區(qū)的范圍內(nèi)驅(qū)動功率放大器，在這個區(qū)域內(nèi)， PA 的效率最高。為了提高 PA 的效率，設計師使用了數(shù)字技術(shù)，以降低波峰因數(shù)，并改善 PA 的線性度，從而允許 PA 在靠近飽和區(qū)的范圍內(nèi)工作。數(shù)字預失真 (DPD) 是首選的 PA 線性化方法。數(shù)字預失真算法受到了大量關(guān)注，不過還有一個關(guān)鍵組件，即 RF 反饋接收器。

數(shù)字預失真接收器的要求
數(shù)字預失真接收器將 PA 的輸出從 RF 信號轉(zhuǎn)換回數(shù)字信號，是反饋環(huán)路的一部分 (參見圖 1) 。關(guān)鍵設計要求是，輸入頻率范圍和功率大小、中頻以及要數(shù)字化的帶寬。在這些要求中，有些可以直接從 PA 的性能規(guī)范中得出，有些是在設計時優(yōu)化的?；鶐Оl(fā)送信號被上變頻至載頻，并被限定在由 WCDMA、TD-SCDMA、CDMA2000、LTE 等空中接口標準所規(guī)定的頻段內(nèi)。由于 DPD 環(huán)路的用途是測量 PA 傳遞函數(shù)，因而不必分離載頻或?qū)?shù)字數(shù)據(jù)進行解調(diào)。PA 非線性將產(chǎn)生奇數(shù)階的互調(diào)分量，這些分量會在相鄰通道和交替通道中形成頻譜增生。3 階分量出現(xiàn)在 3 倍于期望通道帶寬的范圍之內(nèi) (見圖 2)。同樣，5 階分量和 7 階分量則分別處在 5 倍和 7 倍于期望通道帶寬的范圍以內(nèi)。因此，DPD 接通器必須獲得一個與正在進行線性化處理的互調(diào)分量之階數(shù)相等的發(fā)送帶寬倍數(shù)。

圖 1：數(shù)字預失真信號鏈路

圖 2：互調(diào)分量

目前的開發(fā)趨勢是將所需通道混頻至中頻 (IF) ，并捕獲所有互調(diào)分量的全部帶寬。要準確選擇中頻以減輕濾波負擔，并避開按照規(guī)范要求已經(jīng)確定的其他頻率。類似地，采樣率也要選擇為數(shù)字調(diào)制芯片速率的倍數(shù)，例如，在 WCDMA 情況下為 3.84MHz。最后，奈奎斯特 (Nyquist) 定理要求，采樣率必須至少是采樣帶寬的 2 倍。盡管很多配置都是可接受的，但是這里僅列出一組滿足這些限制的配置，中頻為 184.32MHz，ADC 采樣率為 245.76MHz，帶寬為 122.88MHz。

在 20W PA 的情況下，平均輸出功率是 43dBm。峰值對平均值之比 (PAR) 約為 15dBm。為了將接收鏈路混頻器的平均輸入功率設定為 -15dBm，耦合器和衰減器合起來的插入損耗必須是 58dB (參見圖 1)。WCDMA 標準規(guī)定， PA 的帶內(nèi)噪聲最大為 -13dBm/MHz (-73dBm/Hz)。因此，耦合器和衰減器 (-58dB) 及 PA 噪聲限制 (-13dBm/MHz) 合起來，要求接收器靈敏度必須低于 -71dBm/MHz (-131dBm/Hz)。為了提供充足的裕度，至少需要比這個值好 6dB 至 10dB 的數(shù)值。這就為數(shù)字預失真接收器設定了頻率計劃、功率大小和靈敏度要求。

集成的數(shù)字預失真接收器
一旦確定了系統(tǒng)要求，便可著手采用一個混頻器、IF 放大器、ADC、無源濾波、匹配網(wǎng)絡和電源旁路來實作電路。盡管計算和仿真很有用，但無可替代的是對真實硬件的評估，這種評估一般會導致印刷電路板 (PCB) 的多次迭代。不過，基于凌力爾特微型模塊 (µModule®) 封裝技術(shù)的新一類集成式接收器極大地簡化了這個任務。LTM®9003 數(shù)字預失真 µModule 接收器是一款全面集成的數(shù)字預失真接收器，尤其是在單個器件中完成了 RF 至數(shù)字信號的轉(zhuǎn)換。

LTM9003 由高線性度有源混頻器、中頻放大器、L-C 帶通濾波器和高速 ADC 組成 (參見圖 3)。導線連接的裸片組裝確?？傮w外形尺寸非常緊湊，但與傳統(tǒng)封裝可能做到的相比，仍然允許基準和電源旁路電容器放置在更加靠近芯片的地方。這減少了噪聲使 ADC 保真度降低的可能性。這一理念應用到了 LTM9003 接收器鏈路中到處都在使用的高頻布局方法中。

圖 3：集成式數(shù)字預失真接收器 LTM9003

這種集成消除了驅(qū)動高速 ADC 的很多挑戰(zhàn)。線性電路分析不可能解釋 ADC 采樣與保持切換動作所產(chǎn)生的電流脈沖。傳統(tǒng)的電路布局需要多次迭代，以確定吸收這些脈沖的輸入網(wǎng)絡，輸入網(wǎng)絡是帶外可吸收的，而且不能無縫地與前置放大器一起運行。中頻放大器還必須能在不增加失真的前提下，驅(qū)動這個網(wǎng)絡?？朔@些挑戰(zhàn)可能是 LTM9003 微型模塊接收器最了不起的特性。

無源帶通濾波器是 3 階濾波器，具有極平坦的通帶。在該頻帶 25MHz 的中心頻率處，該濾波器展現(xiàn)了不到 0.1dB 的紋波，而且整個 125MHz 通帶上的紋波僅為 0.5dB。這種 3 階配置確保了頻率響應的肩部是單調(diào)的，這對很多數(shù)字預失真算法而言都是很重要的。

LTM9003 的總體性能極大地超過了以上描述的系統(tǒng)要求。單音為 -2.5dBm，這在 ADC 端相當于 -1dBFS，信噪比 (SNR) 典型值為 -145dBm/Hz。這一數(shù)字遠低于 WCDMA 標準要求的 -131dBm/Hz 的目標值。最壞情況下的諧波為 60dBc。25.7dBm 的 IIP3 數(shù)值意味著，如果 PA 的線性足夠好，那么 LTM9003 能支持 87dBc 的 ACPR。即使使用最佳功率放大器時的系統(tǒng)要求和功能，LTM9003 也能遠遠超過。整個鏈路使用 3.3V 和 2.5V 電源時，消耗約 1.5W 功率，然而僅需占用 11.25mm x 15mm 的電路板面積。

其他可供選擇的配置
另外，µModule 技術(shù)還提供了一種出乎預料的靈活性。通過調(diào)整無源組件的參數(shù)值或替換作為一個組而優(yōu)化的多個 IC，就能夠提供專用版本的 LTM9003，而不會犧牲性能或增加復雜性。

例如，LTM9003-AA 采用一個低功率、硅鍺有源混頻器，該混頻器用 3.3V 電源工作。2 × RF - 2 × LO 分量產(chǎn)生 60dBc 的二次諧波，這是頻譜中最嚴重的雜散噪聲。用一個類似的 5V 器件替換該混頻器，就能以功耗為代價降低這一雜散噪聲。在 LTM9003-AB 中，該二次諧波就減小了 4dB。類似地，更換消耗較低功率的 210Msps ADC，就可以降低采樣率，另外還可以改變 L-C 濾波器的值，以實現(xiàn)不同的濾波器帶寬，但仍然能實現(xiàn)卓越的通帶平坦度。

封裝小，受益大
采用 LTM9003 實現(xiàn) PA 線性化的好處體現(xiàn)在幾個層面。從高端層面來看，數(shù)字預失真允許以較少的回退運行 PA。結(jié)果是， PA 的效率更高，因此在提供同樣的輸出功率時，本身消耗的功率較低。從電路板層面來看，微型模塊封裝將所有關(guān)鍵組件 (包括無源濾波器和去耦組件) 集成到一個非常小的面積上。這極大地節(jié)省了電路板面積、簡化了布局并提高了性能。這種集成可以實現(xiàn)高性能遠端射頻頭 (RRH)。

從工程層面來看，使用 LTM9003 可節(jié)省時間。濾波器設計和組件匹配需要 PCB 迭代，以得到恰當?shù)脑O計。設計一個不受 ADC 采樣和保持電路切換動作干擾的濾波器尤其具挑戰(zhàn)性。甚至更換電源去耦電容器也會影響總體性能，并可能需要修改電路板布局。這類任務可能耗費數(shù)月工程設計時間，以調(diào)試每次修改的版本，并評估引入的變化。而采用 LTM9003 意味著這些工作都已經(jīng)完成了。

結(jié)論
盡管數(shù)字預失真的數(shù)字算法引起了相當大的關(guān)注，但是模擬接收器設計要求也是很苛刻的。LTM9003 微型模塊接收器在單個纖巧封裝中集成了整個接收器，從而簡化了這種設計。

圖 4：中頻響應

圖 5：64k 點雙音 FFT

圖 6：2.14Gz 時，4 通道 WCDMA 輸入的 FFT