影響開(kāi)關(guān)電源效率的主要因素

中心議題：
* 效率估計(jì)
* 開(kāi)關(guān)器件的損耗
解決方案：
* 合理選擇開(kāi)關(guān)電源IC有助于改善系統(tǒng)效率

效率是任何開(kāi)關(guān)電源的基本指標(biāo)，任何開(kāi)關(guān)電源的設(shè)計(jì)考首先需要考慮的是效率優(yōu)化，特別是便攜式產(chǎn)品，因?yàn)楦咝视兄谘娱L(zhǎng)電池的工作時(shí)間，消費(fèi)者可以有更多時(shí)間享受便攜產(chǎn)品的各種功能。開(kāi)關(guān)電源設(shè)計(jì)中，為獲得最高轉(zhuǎn)換效率，工程師必須了解轉(zhuǎn)換電路中產(chǎn)生損耗的機(jī)制，以尋求降低損耗的途徑。另外，工程師還要熟悉開(kāi)關(guān)電源器件的各種特點(diǎn)，以選擇最合適的芯片來(lái)達(dá)到高效指標(biāo)。

本文介紹了影響開(kāi)關(guān)電源效率的基本因素，并提供了一些關(guān)于降低開(kāi)關(guān)電源損耗的方法。

效率估計(jì)

能量轉(zhuǎn)換系統(tǒng)必定存在效率損耗，因此，在實(shí)際應(yīng)用中我們只能盡可能地獲得接近100%的轉(zhuǎn)換效率。目前市場(chǎng)上一些高質(zhì)量開(kāi)關(guān)電源的效率可以達(dá)到95%左右。圖1所示電路的效率可以達(dá)到97%，但在輕載時(shí)效率有所降低。

開(kāi)關(guān)電源的損耗大部分來(lái)自開(kāi)關(guān)器件(MOSFET和二極管)，另外一部分損耗來(lái)自電感和電容。選擇開(kāi)關(guān)電源器件時(shí)，需要考慮控制器的架構(gòu)和內(nèi)部元件，以期獲得高效指標(biāo)。圖1采用了多種方法來(lái)降低能量損耗，例如：同步整流，芯片內(nèi)部集成低導(dǎo)通電阻的MOSFET，低靜態(tài)電流和跳脈沖控制模式。

圖1MAX1556降壓控制器的應(yīng)用電路

開(kāi)關(guān)器件的損耗

MOSFET和二極管由于其自身特性，會(huì)大大降低系統(tǒng)效率。相關(guān)損耗主要分成兩部分：傳導(dǎo)損耗和開(kāi)關(guān)損耗。簡(jiǎn)單地說(shuō)，任何電流回路都存在損耗電阻，造成能量損耗。MOSFET和二極管是開(kāi)關(guān)元件，導(dǎo)通時(shí)電流流過(guò)MOSFET或二極管，會(huì)有導(dǎo)通壓降。由于MOSFET只有在導(dǎo)通時(shí)才有電流流過(guò)，MOSFET的傳導(dǎo)損耗與其導(dǎo)通電阻、占空比和導(dǎo)通時(shí)的電流有關(guān)：

PCONDMOSFET = IMOSFETONavg 2 ×RDSON ×D

式1中，IMOSFETONavg是MOSFET在導(dǎo)通時(shí)的平均電流。MOSFET的傳導(dǎo)損耗的起因是導(dǎo)通電阻，導(dǎo)通電阻通常非常小。二極管的傳導(dǎo)損耗則取決于自身的導(dǎo)通壓降(VF)，導(dǎo)通壓降相對(duì)較大。因此，二極管與MOSFET相比會(huì)引入更大的傳導(dǎo)損耗。二極管的傳導(dǎo)損耗由導(dǎo)通電流、導(dǎo)通壓降、導(dǎo)通時(shí)間決定。MOSFET關(guān)斷時(shí)，二極管導(dǎo)通，二極管的傳導(dǎo)損耗可以由以下公式計(jì)算：

PCONDDIODE = IDIODEONavg ×VF×(1-D)

IDIODEONavg是二極管導(dǎo)通時(shí)的平均電流。從公式可以看出，導(dǎo)通時(shí)間越長(zhǎng)，相關(guān)的傳導(dǎo)損耗越大。降壓電路中，輸出電壓越低，二極管的導(dǎo)通時(shí)間越長(zhǎng)，相應(yīng)的傳導(dǎo)損耗也越大。

由于開(kāi)關(guān)損耗是由開(kāi)關(guān)的非理想狀態(tài)引起的，很難估算MOSFET和二極管的開(kāi)關(guān)損耗，器件從完全導(dǎo)通到完全關(guān)閉或從完全關(guān)閉到完全導(dǎo)通需要一定時(shí)間，在這個(gè)過(guò)程中會(huì)產(chǎn)生能量損耗。圖2所示MOSFET的漏源電壓和漏源電流的關(guān)系圖可以很好地解釋MOSFET的開(kāi)關(guān)損耗，從上半部分波形可以看出，在MOSFET的開(kāi)關(guān)過(guò)程中，由于對(duì)MOSFET的電容充電、放電，其電流和電壓不能突變。圖中，VDS降到最終狀態(tài)(=ID×RDSON)之前，滿(mǎn)負(fù)荷電流將流過(guò)MOSFET。相反，關(guān)斷時(shí)，VDS在MOSFET電流下降到零值之前逐漸上升到關(guān)斷狀態(tài)的最終值。開(kāi)關(guān)過(guò)程中，電壓和電流的交疊部分即為造成開(kāi)關(guān)損耗的來(lái)源，從圖2可以清楚地看到這一點(diǎn)。

圖2開(kāi)關(guān)損耗發(fā)生在MOSFET通斷期間的過(guò)渡過(guò)程

開(kāi)關(guān)過(guò)渡時(shí)間與頻率無(wú)關(guān)，因此開(kāi)關(guān)頻率越高開(kāi)關(guān)損耗也越大。這一點(diǎn)很容易理解，開(kāi)關(guān)周期變短時(shí)，MOSFET的開(kāi)關(guān)過(guò)渡時(shí)間所占比例會(huì)大大增加，從而增大開(kāi)關(guān)損耗。

與MOSFET相同，二極管也存在開(kāi)關(guān)損耗。這個(gè)損耗很大程度上取決于二極管的反向恢復(fù)時(shí)間，發(fā)生在二極管從正向?qū)ǖ椒聪蚪刂沟霓D(zhuǎn)換過(guò)程。當(dāng)反向電壓加在二級(jí)管兩端時(shí)，電流會(huì)對(duì)二極管充電，產(chǎn)生反向電流尖峰(IRRPEAK)，從而造成V × I能量損耗，因?yàn)榉聪螂娏骱头聪螂妷和瑫r(shí)存在于二極管。圖3給出了二極管在反向恢復(fù)時(shí)的示意圖。

圖3反向電壓加在二級(jí)管時(shí)由于正向電流造成的累積電荷的釋放形成了電流尖峰

了解了二極管的反向特性，可以由下式估算二極管的開(kāi)關(guān)損耗：

PSWDIODE ≈ 0.5×VREVERSE×IRRPEAK×tRR2×fs

VREVERSE是二極管的反向偏置電壓，IRRPEAK是反向電流，tRR2是從反向電流峰值到恢復(fù)電流為正的時(shí)間。對(duì)于降壓電路，當(dāng)MOSFET導(dǎo)通的時(shí)候，Vin為二極管的反向偏置電壓。

基于上述討論，減小開(kāi)關(guān)器件損耗的直接途徑是：選擇低導(dǎo)通電阻、可快速切換的MOSFET；選擇低導(dǎo)通壓降、快速恢復(fù)的二極管。通常，增加芯片尺寸和漏源極擊穿電壓，有助于降低導(dǎo)通電阻。因此，選擇MOSFET時(shí)需要在尺寸和效率之間進(jìn)行權(quán)衡。另外，由于MOSFET的正溫度特性，當(dāng)芯片溫度升高時(shí)，導(dǎo)通電阻會(huì)相應(yīng)增大。必須采用適當(dāng)?shù)臒峁芾矸桨副３州^低的結(jié)溫，使導(dǎo)通電阻不會(huì)過(guò)大。導(dǎo)通電阻和柵源偏置電壓成反比，因此，推薦使用足夠大的柵極電壓，使MOSFET充分導(dǎo)通，該方案也會(huì)增大柵極驅(qū)動(dòng)損耗。而且，開(kāi)關(guān)控制器件本身通常無(wú)法產(chǎn)生較高的柵極驅(qū)動(dòng)電壓，除非芯片提供有自舉電路，或采用外部柵極驅(qū)動(dòng)。MOSFET的開(kāi)關(guān)損耗取決于寄生電容，較大的寄生電容需要較長(zhǎng)的充電時(shí)間，使開(kāi)關(guān)轉(zhuǎn)換變緩，損耗更多的能量。米勒電容通常反比于MOSFET的傳導(dǎo)電容或柵-漏電容，在開(kāi)關(guān)過(guò)程中對(duì)轉(zhuǎn)換時(shí)間起決定作用。米勒電容的充電電荷定義為QGD，為了快速切換MOSFET，要求盡可能低的米勒電容。一般來(lái)說(shuō)，MOSFET的電容和芯片尺寸成反比，因此必須折衷考慮開(kāi)關(guān)損耗和傳導(dǎo)損耗，同時(shí)也要謹(jǐn)慎選擇電路的開(kāi)關(guān)頻率。

對(duì)于二極管，必須降低導(dǎo)通壓降，以降低由此產(chǎn)生的損耗。對(duì)于小尺寸、額定電壓較低的二極管，導(dǎo)通壓降一般在0.7V～1.5V之間。二極管的尺寸、工藝和耐壓等級(jí)都會(huì)影響導(dǎo)通壓降和反向恢復(fù)時(shí)間。額定電壓較高的大尺寸二極管通常具有較高VF的和tRR，這會(huì)造成比較大的損耗。高速應(yīng)用中的開(kāi)關(guān)二極管一般以速度劃分，速度越高，反向恢復(fù)時(shí)間越短?？旎謴?fù)二極管的tRR為幾百納秒，而超高速快恢復(fù)二極管的tRR為幾十納秒。PN結(jié)二極管的導(dǎo)通壓降較大，適合大電流、高壓工作場(chǎng)合，通常用于大功率系統(tǒng)。低功率或便攜產(chǎn)品中，即使經(jīng)過(guò)優(yōu)化選擇的導(dǎo)通壓降和tRR二極管仍會(huì)帶來(lái)較大的損耗。

低功耗應(yīng)用中，替代快恢復(fù)二極管的一種選擇是肖特基二極管，這種二極管的恢復(fù)時(shí)間幾乎可以忽略，反向恢復(fù)電壓也只有普通二極管的一半，但它的工作電壓遠(yuǎn)遠(yuǎn)低于快恢復(fù)二極管。考慮到這些特點(diǎn)，肖特基二極管被廣泛用于低功耗設(shè)計(jì)，在低占空比時(shí)可以降低開(kāi)關(guān)二極管的損耗。

公式

在一些低壓應(yīng)用中，即便是具有較低壓降的肖特基二極管，所產(chǎn)生的傳導(dǎo)損耗也無(wú)法接受。比如，在輸出為1.5V的電路中，肖特基二極管的0.5V導(dǎo)通壓降會(huì)產(chǎn)生33%的能量損耗。為了解決這一問(wèn)題，可以選擇低導(dǎo)通電阻的MOSFET實(shí)現(xiàn)同步控制架構(gòu)。圖1電路用MOSFET取代二極管，它與另外一個(gè)MOSFET同步工作，所以在交替切換的過(guò)程中，保證只有一個(gè)導(dǎo)通。由此，二極管的高導(dǎo)通壓降問(wèn)題被轉(zhuǎn)換成MOSFET的導(dǎo)通電阻和壓降，取代了二極管的傳導(dǎo)損耗。當(dāng)然，同步整流也會(huì)帶來(lái)其它影響，例如：增加了系統(tǒng)設(shè)計(jì)的復(fù)雜度、成本，特別是在大電流應(yīng)用中，這種架構(gòu)不見(jiàn)得比異步方案更優(yōu)越，因?yàn)镸OSFET傳導(dǎo)損耗的提升與電流的平方成正比。另外，我們還要考慮同步整流中柵極驅(qū)動(dòng)引入的能量損耗。

以上討論了MOSFET和二極管對(duì)開(kāi)關(guān)電源效率的影響。合理選擇開(kāi)關(guān)器件有助于改善效率，但這并非唯一的優(yōu)化開(kāi)關(guān)電源設(shè)計(jì)的渠道。從下面的討論可以看到，電感、電容引入的損耗也是設(shè)計(jì)高效開(kāi)關(guān)電源所面臨的問(wèn)題。

電感損耗

電感功耗包括線圈損耗和磁芯損耗，線圈損耗歸結(jié)于線圈的直流電阻(DCR)，磁芯損耗歸結(jié)于電感的磁特性。對(duì)一個(gè)固定的電感值，電感尺寸較小時(shí)，為了保持相同匝數(shù)必須減小線圈的橫截面積，因此導(dǎo)致DCR增大；對(duì)于給定的電感尺寸，小電感值允許減小DCR。已知DCR和平均電感電流Ilavq，電感的電阻損耗可以用下式估算。

PLdcr = ILavg 2×DCR

磁芯損耗并不像傳導(dǎo)損耗那樣容易估算。它由磁滯、渦流損耗組成，直接影響鐵芯的交變磁通。開(kāi)關(guān)電源中，盡管平均直流電流流過(guò)電感，由于通過(guò)電感的開(kāi)關(guān)電壓的變化產(chǎn)生的紋波電流導(dǎo)致磁芯周期性的磁通變化。磁滯損耗源于每個(gè)交流周期中磁芯偶極子的重新排列所消耗的功率，正比于頻率和磁通密度。

電容損耗

與理想的電容模型相反，電容元件的實(shí)際物理特性導(dǎo)致了幾種損耗。電容在電源電路中主要起穩(wěn)壓、濾除輸入/輸出噪聲的作用(圖4)，電容的這些損耗降低了開(kāi)關(guān)電源的效率。這些損耗可以通過(guò)三種現(xiàn)象描述：等效串聯(lián)電阻損耗、漏電流損耗和電介質(zhì)損耗。電容的阻性損耗顯而易見(jiàn)。既然電流在每個(gè)開(kāi)關(guān)周期流入、流出電容，電容固有的電阻(Rc)將造成一定功耗。漏電流損耗(RL)是由于電容絕緣材料的電阻導(dǎo)致較小電流流過(guò)電容而產(chǎn)生的功率損耗。電介質(zhì)損耗(RD)比較復(fù)雜，由于電容兩端施加了交流電壓，電容電場(chǎng)發(fā)生變化，從而使電介質(zhì)分子極化造成功率損耗。

圖4電容損耗模型一般簡(jiǎn)化為一個(gè)等效串聯(lián)電阻

開(kāi)關(guān)電源IC的折衷選擇

合理選擇開(kāi)關(guān)電源IC有助于改善系統(tǒng)效率，特別需要考慮IC封裝、設(shè)計(jì)和控制架構(gòu)。功率開(kāi)關(guān)集成到IC內(nèi)部時(shí)可以省去繁瑣的MOSFET或二極管選擇，而且使電路更加緊湊，由于降低了線路損耗和寄生效應(yīng)，可以在一定程度上提高效率。IC規(guī)格中值得注意的一項(xiàng)指標(biāo)是靜態(tài)電流(IQ)，它是維持電路工作所需的電流。重載情況下(大于一倍或兩倍的靜態(tài)電流)，IQ對(duì)效率的影響并不明顯，因?yàn)樨?fù)載電流遠(yuǎn)大于IQ，而隨著負(fù)載電流的降低，效率有下降的趨勢(shì)，因?yàn)镮Q對(duì)應(yīng)的功率占總功率的比例提高。對(duì)于便攜產(chǎn)品或電池供電產(chǎn)品，無(wú)疑選擇具有極低IQ的電源IC比較理想，有些IC則通過(guò)不同的工作模式(例如：休眠模式或低功耗關(guān)斷模式)來(lái)降低IQ。

開(kāi)關(guān)電源的控制架構(gòu)是影響開(kāi)關(guān)電源效率的關(guān)鍵因素之一。圖1所示同步整流架構(gòu)中，由于采用低導(dǎo)通電阻的MOSFET取代了功耗較大的開(kāi)關(guān)二極管，可有效改善效率指標(biāo)。另一種常見(jiàn)的DC-DC控制結(jié)構(gòu)是在輕載時(shí)進(jìn)入跳脈沖工作模式，與單純的PWM開(kāi)關(guān)操作(在重載和輕載時(shí)均采用固定的開(kāi)關(guān)頻率)不同，跳脈沖模式下轉(zhuǎn)換器工作在跳躍的開(kāi)關(guān)周期，可以節(jié)省不必要的開(kāi)關(guān)操作。跳脈沖模式下，在一段較長(zhǎng)時(shí)間內(nèi)電感放電，將能量從電感傳遞給負(fù)載，以維持輸出電壓。但是，跳脈沖模式會(huì)產(chǎn)生額外的輸出噪聲，這些噪聲由于分布在不同頻率，很難濾除。先進(jìn)的開(kāi)關(guān)電源IC會(huì)合理利用兩者的優(yōu)勢(shì)：重載時(shí)采用恒定PWM頻率；輕載時(shí)采用跳脈沖模式，圖1所示IC即提供了這樣的工作模式。

優(yōu)化開(kāi)關(guān)電源效率

開(kāi)關(guān)電源因其高效率指標(biāo)得到廣泛應(yīng)用，但其效率仍然受開(kāi)關(guān)電路的一些固有損耗的制約。設(shè)計(jì)開(kāi)關(guān)電源時(shí)，需要仔細(xì)研究造成開(kāi)關(guān)電源損耗的來(lái)源，合理選擇器件，從而充分利用開(kāi)關(guān)電源的高效優(yōu)勢(shì)。