采用變壓器次級(jí)輔助繞組的軟開(kāi)關(guān)PWM三電平變換器

2.1 工作原理^[4][5]

模式1（t₀～t₁） t₀以前S₁已開(kāi)通，t₀時(shí)刻S₂導(dǎo)通，此時(shí)v_ab=V_s=V_in/2。由于L_k的存在，i_p不能突變，所以S₂是零電流開(kāi)通。i_p逐漸增加，但還不足以提供負(fù)載電流，D₇與D₈依然同時(shí)導(dǎo)通，變壓器次級(jí)繞組被鉗位在零電壓，變壓器輔助繞組上的電壓也為零。初級(jí)電流如式(1)線性增加

i_p=t (1)

模式2（t₁～t₂） 在t₁時(shí)刻，i_p=nI_o(n=N₂/N₁)，初級(jí)開(kāi)始為負(fù)載提供能量。輔助電路中的D₉導(dǎo)通，維持電容電壓v_Ch開(kāi)始充電上升。維持電容的電壓和充電電流由式（2），式（3）給出

v_Ch(t)=n_aV_s[1－cos(ω_at)] （2）

i_ch(t)=－sin(ω_at) （3）

式中：Z_a=為諧振電路的特征阻抗；

ω_a=為諧振頻率；

n_a=N₃/N₁為變壓器輔助繞組與初級(jí)繞組的匝比，它小于變壓器次級(jí)與初級(jí)匝比n=N₂/N₁的一半（忽略漏感和次級(jí)整流二極管的結(jié)電容間的寄生影響，以簡(jiǎn)化工作過(guò)程的分析）。

模式3（t₂～t₃） t₂時(shí)刻，L_k與C_h完成了半個(gè)諧振周期，V_Ch=2n_aV_s，電容C_h試圖通過(guò)D_h放電，然而V_ChV_rec，所以D_h反偏。維持電容C_h保持電壓不變，輸出功率由主繞組承擔(dān)。

模式4（t₃～t₄） t₃時(shí)刻S₁關(guān)斷，i_p給C₃充電，C₃上電壓逐漸上升，所以S₁是零電壓關(guān)斷。同時(shí)C₄放電，此時(shí)L_k和輸出濾波電感L_f相串聯(lián)，L_f一般很大，i_p近似不變，類似于一個(gè)恒流源，C₃電壓線性上升，C₄電壓線性下降。

v_C3(t)= （4）

v_C4(t)=V_s－ （5）

初級(jí)電壓v_ab=v_C4，次級(jí)整流電壓與初級(jí)電壓下降的斜率相同。

模式5（t₄～t₅） t₄時(shí)刻次級(jí)整流電壓下降到維持電容電壓V_Ch，此時(shí)二極管D_h導(dǎo)通，整流電壓隨著維持電容電壓變化（設(shè)C_h比C₃，C₄大得多），C_h開(kāi)始為負(fù)載提供部分電流。因?yàn)槁└袃?chǔ)能仍使C₃充電C₄放電，初級(jí)電壓幾乎按與先前同樣的斜率下降，這意味著次級(jí)整流電壓比初級(jí)電壓下降得慢。初級(jí)電壓與次級(jí)反射電壓之差加在漏感上，初級(jí)電流i_p開(kāi)始下降。折算到初級(jí)的簡(jiǎn)化等效電路如圖3(a)所示，初級(jí)電流和電壓以及次級(jí)電壓為

i_p(t)=nI_ocos(ω_bt)＋nI_o （6）

v_ab(t)=sin(ω_bt)－ （7）

（a）模式5 (b)模式6 (c)模式7

圖3 簡(jiǎn)化等效電路圖

V_rec(t)=－sin(ω_bt)＋t＋2n_aV_s （8）

式中：ω_b=；

C_eq=C₃＋C₄。

模式6（t₅～t₆） t₅時(shí)刻，C₃的電壓上升到V_s，C₄的電壓下降到零，v_ab=0，此時(shí)D₄自然導(dǎo)通。D₄導(dǎo)通后，C₄的電壓被箝在0，因此可零電壓開(kāi)通S₄，S₄與S₁驅(qū)動(dòng)信號(hào)之間的死區(qū)時(shí)間應(yīng)大于(t₅－t₃)。次級(jí)電壓折算到初級(jí)后都加在漏感上，初級(jí)電流迅速下降。折算到初級(jí)的簡(jiǎn)化等效電路如圖3(b)所示。初級(jí)電流和次級(jí)電壓為

i_p(t)=I_acos(ω_ct)－sin(ω_ct)＋I_a （9）

v_rec(t)=nI_aZ_csin(ω_ct)＋V_acos(ω_ct) （10）

式中：Z_c=；

ω_c=；

i_p(t₅)=I_a；

v_rec(t₅)=V_a。