基于TMS320LF2407A DSP的PFC級電路的原理與設(shè)計(jì)

　　電壓環(huán)路交越頻率fcv需要的電壓誤差放大器補(bǔ)償器為

　　3.5 電壓和電流環(huán)路補(bǔ)償器軟件的實(shí)現(xiàn)

　　先前給出的電壓和電流環(huán)路控制器，在它們利用TMS320LF2407A在軟件中被執(zhí)行之前，被變換為如下說明的等效數(shù)字形式，電流控制器可以寫為：

　　式中：KP為已計(jì)算的電流補(bǔ)償器量值；E為電流誤差信號。

　　電流環(huán)路補(bǔ)償波德（Bode）曲線如圖4所示。其中：頂部為電流環(huán)路控制單元增益Gid、Fm和KS曲線；中間為補(bǔ)償器Gca增益曲線；底部為所期望的環(huán)路增益Ti曲線。功率級有一個(gè)-1的斜率，在期望的穿越頻率fci上放置零點(diǎn)fz，可以產(chǎn)生一個(gè)45°的相補(bǔ)角。然而，由于控制環(huán)路采樣和補(bǔ)償延時(shí)，相補(bǔ)角的一部分被損失，因此將fz放置到圖4所指示的位置，以補(bǔ)償相補(bǔ)角損失。

圖4 電流環(huán)路補(bǔ)償波德曲線

　　4、PFC級數(shù)字控制器設(shè)計(jì)實(shí)例

　　在本設(shè)計(jì)中的系統(tǒng)參數(shù)如下：

　　輸出功率PO=825W，DC總線電壓VO=380V，開關(guān)頻率fSW=120KHz，數(shù)字環(huán)路采用頻率fS=60KHz，L=100μH，C=390μF，fCV=10Hz，fci=8KHz，輸入電壓最大頻率fmax=200Hz，Vmax=410V，Vmin=109.95V，Vo(max)=410V，輸入電流最大值Imax=2PO/Vmin=15A。

　　各種增益參數(shù)分別為：kf=1/410，kd=1/410，KS=1/15，Km=410/109.95=3.7286。

　　4.1 電流控制器履行例子

　　由于fci=8KHz，電流控制器量值為

　　將電流環(huán)路PI補(bǔ)償器零點(diǎn)設(shè)置在800Hz，電流補(bǔ)償器的積分時(shí)間常數(shù)為TIC=1/2π×800=198.94×10-6。因此，完整的電流環(huán)路控制器為

　　式中：KPi=0.1985，Kli=997.77。
　　分立（discrete）控制器執(zhí)行等式為
　　Ui(n)=K0i?Ei(n)+li(n-1)；
　　li(n)=li(n-1)+K1i?Ei(n)+Kcorri?Epii
　　Epii=Usi-Ui(n)
　　式中：當(dāng) 在其它情況下，
　　電流控制器相關(guān)系數(shù)為 。

電流控制器相關(guān)系數(shù)為

　控制器履行的代碼段如下：

　　4.2 電壓控制器履行例子

　　PFC變換器負(fù)載阻抗為： 。

　　由于fCV=10Hz，電壓控制器量值為GVEA=4.7517。

　　電壓環(huán)路PI補(bǔ)償器零點(diǎn)設(shè)置在10Hz，積分時(shí)間常數(shù)為：T1V=1/2π×10=15.9155×10-3。因此，完整的電壓環(huán)路控制器為

　　式中，KPV=4.7517，KIV =298.56。

　　控制器履行等式如下：
　　Uv(n)=K0v?Ev(n)+Iv(n-1)
　　Ivi(n)=Iv(n-1)+K1v?Ev(n)+Kcorrv?Epiv
　　Epiv=Usv-Uv(n)
　　式中，當(dāng)
　　電壓控制器的相關(guān)系數(shù)為

　　式中。

　　電壓控制器的履行代碼段寫法與電流控制器相同。

　　4.3 實(shí)驗(yàn)結(jié)果

　　在224Vrms輸入電壓下的PFC變換器輸入電流波形如圖5(a)所示，圖5(b)所示為在100Vrms輸入電壓時(shí)的輸入電流波形。從輸入電流波形可以看出，其形狀趨于標(biāo)準(zhǔn)正弦波，而且與輸入電壓趨于同相位，因而實(shí)現(xiàn)了功率因數(shù)校正。

圖5 輸入電流和電壓波形（a）224V輸入；（b）100V輸入

　　5、結(jié)束語

　　采用DSP的PFC變換器設(shè)計(jì)不同于傳統(tǒng)模擬控制設(shè)計(jì)方案，不同控制環(huán)路參數(shù)必須從模擬控制重新定義到它們的數(shù)字的履行，許多具有模擬控制經(jīng)驗(yàn)的工程師為適應(yīng)從模擬到數(shù)字環(huán)境的轉(zhuǎn)變面臨新的挑戰(zhàn)。