開(kāi)關(guān)電源的小信號(hào)模型和環(huán)路原理及設(shè)計(jì)
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技術(shù)方案與實(shí)用技巧
圖7
將s=2πfc代入上式，并令上式等于1時(shí)，可得環(huán)路的剪切頻率fc=fs/(2π)。因此，可將電流環(huán)等效為延時(shí)時(shí)間常數(shù)為一個(gè)開(kāi)關(guān)周期的純慣性環(huán)節(jié)，如圖6所示。顯然，當(dāng)電流誤差放大器的增益GCA小于最優(yōu)值時(shí)，電流響應(yīng)的延時(shí)將會(huì)更長(zhǎng)。本文引用地址：http://butianyuan.cn/article/181000.htm
GCA中一般要在fs處或更高頻處形成一個(gè)高頻極點(diǎn)，以使fs以后的電流環(huán)開(kāi)環(huán)增益以－40dB/dec的斜率下降，這樣雖然使相角裕量稍變小，但可以消除電流反饋波形上的高頻毛刺的影響，提高電流環(huán)的抗干擾能力。低頻下一般要加一個(gè)零點(diǎn)，使電流環(huán)開(kāi)環(huán)增益變大，減小穩(wěn)態(tài)誤差。
整個(gè)環(huán)路的結(jié)構(gòu)如圖7所示。其中KEA，KFB定義如前?？梢?jiàn)相對(duì)VMC而言（參見(jiàn)圖3），平均CMC消除了原來(lái)由濾波電感引起的極點(diǎn)（新增極點(diǎn)fs很大，對(duì)電壓環(huán)影響很小），將環(huán)路校正成了一階系統(tǒng),電壓環(huán)增益可以保持恒定，不隨輸入電壓Vin而變，外環(huán)設(shè)計(jì)變得更加容易。
4 峰值電流模式控制（PeakCMC）
平均CMC由于要采樣濾波電感的電流，有時(shí)顯得不太方便，因此，實(shí)踐中經(jīng)常采用一種變通的電流模式控制方法，即峰值CMC，如圖8所示。電壓外環(huán)輸出控制量（Vc）和由電感電流上升沿形成的斜坡波形(Vs)通過(guò)電壓比較器進(jìn)行比較后，直接得到開(kāi)關(guān)管的關(guān)斷信號(hào)（開(kāi)通信號(hào)由時(shí)鐘自動(dòng)給出），因此，電壓環(huán)的輸出控制量是電感電流的峰值給定量，由電感電流峰值控制占空比。
峰值CMC控制的是電感電流的峰值，而不是電感電流（經(jīng)濾波后即負(fù)載電流），而峰值電流和平均電流之間存在誤差，因此，峰值CMC性能不如平均CMC。一般滿載時(shí)電感電流在導(dǎo)通期間的電流增量設(shè)計(jì)為額定電流的10％左右，因此，最好情況下峰值電感電流和平均值之間的誤差也有5％，負(fù)載越輕誤差越大，特別是進(jìn)入不連續(xù)電流（DCM）工作區(qū)后誤差將超過(guò)100％，系統(tǒng)有時(shí)可能會(huì)出現(xiàn)振蕩現(xiàn)象。在剪切頻率fc以下，由圖6可知平均CMC的電流環(huán)開(kāi)環(huán)增益可升到很高（可以>1000），電流可完全得到控制，但峰值CMC的電流環(huán)開(kāi)環(huán)增益只能保持在10以內(nèi)不變（峰值電流和平均值之間的誤差引起），因此，峰值CMC更適用于滿載場(chǎng)合。
峰值CMC的缺點(diǎn)還包括對(duì)噪音敏感，需要進(jìn)行斜坡補(bǔ)償解決次諧波振蕩等問(wèn)題。但由于峰值CMC存在逐周波限流等特有的優(yōu)點(diǎn)，且容易通過(guò)脈沖電流互感器等簡(jiǎn)單辦法復(fù)現(xiàn)電感電流峰值，因此，它在Buck電路中仍然得到了廣泛應(yīng)用。
5 結(jié)語(yǔ)
采用平均狀態(tài)方程的方法可以得到Buck電路的小信號(hào)頻域模型，并可依此進(jìn)行環(huán)路設(shè)計(jì)。電壓模式控制、平均電流模式控制和峰值電流模式控制方法均可用來(lái)進(jìn)行環(huán)路設(shè)計(jì)，各有其優(yōu)缺點(diǎn)，適用的范圍也不盡相同。
評(píng)論