一種高效反激式開(kāi)關(guān)電源的設(shè)計(jì)與性能測(cè)試

2.2 準(zhǔn)諧振DC/DC變換器

DC/DC變換器的類(lèi)型有多種[7]，為了保證用電安全，本設(shè)計(jì)方案選為隔離式。隔離式DC/DC變換形式又可進(jìn)一步細(xì)分為正激式、反激式、半橋式、全橋式和推挽式等。其中，半橋式、全橋式和推挽式通常用于大功率輸出場(chǎng)合，其激勵(lì)電路復(fù)雜，實(shí)現(xiàn)起來(lái)較困難；而正激式和反激式電路則簡(jiǎn)單易行，但由于反激式比正激式更適應(yīng)輸入電壓有變化的情況，且本電源系統(tǒng)中PFC輸出電壓會(huì)發(fā)生較大的變化，故本設(shè)計(jì)中的UC/UO變換采用反激方式，有利于確保輸出電壓穩(wěn)定不變。

本設(shè)計(jì)采用ONSMEI(安森美)準(zhǔn)諧振型PWM驅(qū)動(dòng)芯片NCP1207，它始終保持在MOSFET漏極電壓最低時(shí)開(kāi)通，改善了開(kāi)通方式，減小了開(kāi)通損耗。

圖3是利用NCP1207芯片設(shè)計(jì)的DC/DC反激式變換器電路，其工作原理為：PFC輸出直流電壓UO，一路直接接變壓器初級(jí)線圈L1，另一路經(jīng)電阻R3接到NCP1207高壓端8腳，使電路起振，形成軟啟動(dòng)電路；NCP1207的5腳輸出驅(qū)動(dòng)脈沖開(kāi)通開(kāi)關(guān)管VT，L1存儲(chǔ)能量，當(dāng)驅(qū)動(dòng)關(guān)閉時(shí)，線圈L2和L3釋放能量，次級(jí)經(jīng)整流濾波后供電給負(fù)載，輔助線圈釋放能量，一部分經(jīng)整流濾波供電給VCC，形成自舉電路，另一部分經(jīng)電阻R1和R2分壓后送到NCP1207的1腳，來(lái)判斷VT軟開(kāi)通時(shí)刻；光耦P1反饋來(lái)自輸出電壓的信號(hào)，經(jīng)電阻R7和電容C2組成積分電路濾波后送入NCP1207的2腳，以調(diào)節(jié)輸出電壓的穩(wěn)定，此為電壓反饋環(huán)節(jié)。電阻R6取樣主電流信號(hào)，經(jīng)串聯(lián)電阻R5和電容C4組成積分電路濾波后送入NCP1207的3腳，此為電流反饋環(huán)節(jié)。

2.3 同步整流管

電源系統(tǒng)采用電流驅(qū)動(dòng)同步整流技術(shù)[8]，基本思路是通過(guò)使用低通態(tài)電阻的MOSFET代替DC/DC變換器輸出側(cè)的整流二極管工作，以最大限度地降低整流損耗，即通過(guò)檢測(cè)流過(guò)自身的電流來(lái)獲得MOSFET驅(qū)動(dòng)信號(hào)，VT1在流過(guò)正向電流時(shí)導(dǎo)通，而當(dāng)流過(guò)自身的電流為零時(shí)關(guān)斷，使反相電流不能流過(guò)VT1，故MOSFET與整流二極管一樣只能單向?qū)ā?p>選擇同步整流管主要是考慮管子的通態(tài)電流要大，通態(tài)電阻小，反向耐壓足夠大（應(yīng)按24V時(shí)變壓器次級(jí)變換反向電壓計(jì)　算），且寄生二極管反向恢復(fù)時(shí)間要短。經(jīng)對(duì)實(shí)際電路的分析計(jì)算，選用ONSEMI公司生產(chǎn)的MTY100N10E的MOSFET管，其耐壓100V，通態(tài)電流為100A，通態(tài)電阻為11MΩ，反向恢復(fù)時(shí)間為145ns，開(kāi)通延遲時(shí)間和關(guān)斷延遲時(shí)間分別為48ns和186ns，能滿足系統(tǒng)工作要求。

3 降耗及降電磁污染的手段

3.1 降耗措施

(1)利用TDA4863芯片優(yōu)越性能

TDA4863的性能特點(diǎn)是：當(dāng)輸入電壓較高時(shí)，片內(nèi)APFC電路從電網(wǎng)中吸取較多的功率；反之，當(dāng)輸入電壓較低時(shí)則吸收較少的功率，這就抑制了產(chǎn)生諧波電流，使功率因數(shù)接近單位功率因數(shù)；片內(nèi)還包含有源濾波電路，能濾除因輸出電壓脈動(dòng)而產(chǎn)生的諧波電流；芯片的微電流工作條件也降低了元器件的損耗。