ACT30系列IC獨(dú)立控制器及其應(yīng)用

6)脈沖頻率跳變
PFWM開(kāi)關(guān)控制邏輯單元是依據(jù)輸出負(fù)載電流大小按不同的模式工作的。在輕載下，VDD電壓約為4．75V。由每個(gè)開(kāi)關(guān)周期(最小導(dǎo)通時(shí)間為500ns)傳輸?shù)捷敵龆说哪芰?，引起VDD稍微增加到高于4．75V，PFWM開(kāi)關(guān)控制邏輯單元框能夠檢測(cè)出這種狀態(tài)，并阻止VDD低于4．75V。這就導(dǎo)致在脈沖寬度固定而頻率可變的情況下，產(chǎn)生一種脈沖頻率跳躍作用。因?yàn)殚_(kāi)關(guān)頻率下降了，所以，使功耗降低，典型的系統(tǒng)待機(jī)功耗是0．15W。
7)輸出短路打嗝
當(dāng)輸出端短路時(shí)，ACT30就進(jìn)入打嗝模態(tài)工作。在這種狀態(tài)下，輔助的供電電壓減弱了。在每周期截止時(shí)間內(nèi)，導(dǎo)通芯片檢測(cè)器比較DRVl電壓和6．8V電壓，如果DRVl電壓低于6．8V，則IC就不起動(dòng)下一個(gè)周期，使輔助電壓和VDD電壓兩者進(jìn)一步下降，當(dāng)VDD電壓降低于3．35V時(shí)，電路則進(jìn)入啟動(dòng)模式。
這種打嗝狀態(tài)，一直持續(xù)到短路被排除為止。有這樣的特性，使有效的工作比很低，短路電流很小。為確保IC容易地進(jìn)入打嗝模式，變壓器的繞制應(yīng)使反饋和輸出繞組間緊密耦合。繞制次序(從內(nèi)到外)為初級(jí)繞組、輸出繞組、反饋繞組。

3 實(shí)用電路介紹
下面介紹采用ACT30構(gòu)成的兩種實(shí)用電路。
1)小功率開(kāi)關(guān)電源(AC―DC適配器)開(kāi)關(guān)電源電路如圖8所示。其輸入電壓為85～265V，50／60Hz，最大輸出功率5W。輸出電壓Uout=5V±0．5％，輸出電流Iout=0～lA。開(kāi)關(guān)頻率65kHz。

電路工作詳細(xì)說(shuō)明如下：
輸入交流電壓通過(guò)VD1～VD4、C1和C2、保險(xiǎn)管F1、整流濾波。保險(xiǎn)管F1是一種阻燃的可熔斷型，防止故障狀態(tài)，并滿足安規(guī)故障測(cè)試要求。C1和C2滿足2μF／W，所用電容值較小。電源頻率輸出紋波會(huì)增加，典型情況下，差模EMI(500kHz)也會(huì)增加。為滿足EN55022B／CISPR22B和FCCB傳導(dǎo)EMC限額要求，由電容C1和C2及電感L1組成π形濾波器。
接通電源，高壓就加在變壓器Tl的1腳上。然后，微小電流就通過(guò)電阻(R1+R2)給電容C3充電，而晶體管VT1作為一個(gè)射極跟隨器，提升ACT30A的引腳3(DRVl)上的電壓，IC內(nèi)部調(diào)節(jié)器產(chǎn)生一個(gè)電壓UDRV1=3．6V，(最大值為5．5V)加到ACT30A的1腳(FB／VDD)，并通過(guò)R8給C5充電。當(dāng)UDRV1增加到8．6V(VDD達(dá)到5V)該調(diào)節(jié)器電源的作用停止，而VDD則開(kāi)始下降。由于ACT30A的內(nèi)耗電流流過(guò)，當(dāng)VDD電壓降到低于4．75V時(shí)，IC就開(kāi)始工作，驅(qū)動(dòng)電流增加，利用C5中的能量去供給IC。當(dāng)該輸出電壓達(dá)到調(diào)節(jié)點(diǎn)時(shí)，光耦(IC2)反饋電路就阻止VDD進(jìn)一步下降。該變壓器也可用輸出繞組接替供電電容經(jīng)過(guò)IC2的次級(jí)驅(qū)動(dòng)VT1的射極。(R1+R2)的數(shù)值決定著啟動(dòng)時(shí)間。(R1+R2)也影響待機(jī)損耗，而C3在輸出建立期間內(nèi)(在這段時(shí)間輸出繞組可能不會(huì)給C3足夠的能量)還起驅(qū)動(dòng)VT1基極的作用，這樣(R1+R2)和C3的數(shù)值應(yīng)該在待機(jī)損耗和輸出建立時(shí)間及在最小輸入電壓下有滿載輸出之間進(jìn)行權(quán)衡選擇。
在輸出建立期間，C5還用作ACT30A的電源。這樣，它就應(yīng)該儲(chǔ)存足夠的能量，以保證在最差的條件(在輸入電壓最小時(shí)滿載輸出)下也能建立起輸出，(R8+C5)對(duì)整個(gè)回路工作的穩(wěn)定性還起著極性補(bǔ)償作用。C6是ACT30A的FB／VDD腳對(duì)地的解耦電容器。VD6是對(duì)反饋繞組電壓的整流二極管，R6是限流電阻，R6值大些會(huì)減少反饋繞組的損耗，提高效率。但它也不能太大，應(yīng)該保證在待機(jī)狀態(tài)有正常的輸出。
Z1是穩(wěn)壓二極管，用來(lái)箝位C3上的電壓，阻止它升得太高，(在滿載狀態(tài))R10是用來(lái)控制回路增益，防止在輸出建立期間，ACT30的FB／VDD腳過(guò)沖電壓，高于4．75V，進(jìn)入破壞模態(tài)工作。
R7決定著VT1基極的驅(qū)動(dòng)電流，因?yàn)閂T1應(yīng)該總是工作在飽和狀態(tài)。(否則Uce會(huì)升高，功耗變大，VT1可能毀壞)即基極電流Ib應(yīng)大于Ic／β。
VD7是VT1be結(jié)的反向二極管。如果R7較小會(huì)引起VT1深飽和，從而增加ACT30從導(dǎo)通轉(zhuǎn)向截止時(shí)的時(shí)間間隔。(VT1的翻轉(zhuǎn)時(shí)間)增加了過(guò)渡損耗。效率降低，EMI性能也變差。所以，在保證VT1工作在飽和狀態(tài)，R7應(yīng)該盡可能選大些。
VT1是該變換器的主開(kāi)關(guān)元件，當(dāng)ACT30切斷時(shí)，它要承受直流高壓，這里采用了所謂射極驅(qū)動(dòng)的新型結(jié)構(gòu)，取代基極驅(qū)動(dòng)。所以，SOA(安全工作范圍)從VCEO曾加到VCBO，可以用常規(guī)的NPN型W13003 TO一126封裝的晶體管作為VT1。
吸收電路由R3、R4、R5、C4及VD5組成，由于變壓器T1的漏感，在由導(dǎo)通過(guò)渡到截止期間，會(huì)產(chǎn)生高壓尖峰信號(hào)。它會(huì)擊穿VT1并引起EMI。所以，必須鉗住該尖峰信號(hào)，以保護(hù)VT1，并得到較好的EMI結(jié)果，R3及R4取值小些，C4容量大些，會(huì)吸收較多的尖峰能量，并把它鉗位到一個(gè)較低的電壓，但又會(huì)增加待機(jī)損耗。VD5應(yīng)選擇快恢復(fù)或超快恢復(fù)二極管，當(dāng)然，快速恢復(fù)二極管較便宜些。
VD8是次級(jí)整流二極管，應(yīng)在最高環(huán)境溫度下，按平均電流乘以正向壓降。所產(chǎn)生的功率(溫升)來(lái)考慮快恢復(fù)或超快恢復(fù)PN型二極管。由R17和C10組成的吸收電路?？梢越釉赩D8兩端，以改善EMI性能。
C7和C8是輸出電容，要求選用等效串聯(lián)電阻ESR低的鋁電解電容器，滿足輸出電壓和紋波電流要求。低通濾波器可由C7和C8及電感L2組成，可改善輸出電壓紋波及EMI性能。
輸出電壓(恒壓CV型)可通過(guò)R12、R13及IC3的基準(zhǔn)電壓(UREF)來(lái)計(jì)算，R12、R13是精度為1％的精密電阻，以保證輸出電壓的精度。反饋環(huán)由光耦I(lǐng)C2，R9a、R9b、VT2及電壓基準(zhǔn)IC3(典型情況為TL431)組成。IC2也作為變壓器初級(jí)的隔離元件，它的電流傳輸比CTR(current transitionratio)為0．8～1．6，可選B級(jí)PC817。R9a是用來(lái)控制回路增益，R0b維持VT2的偏流，IC3保證在所有狀態(tài)的啟動(dòng)。
CV模式是由IC2、R9a、R9b及IC3、R12和R13來(lái)執(zhí)行的，當(dāng)輸出電流未高出設(shè)置點(diǎn)，轉(zhuǎn)換工作為CV模式，而輸出電壓等于VREF×(1+R12／R13)。
Ca和R10是IC3的補(bǔ)償環(huán)節(jié)，可保持輸出穩(wěn)定。
CC模式是由IC2、R9a、R9b和VT2、R11、R14、R15來(lái)執(zhí)行的，實(shí)際上，R14//R15是用做電流檢測(cè)電阻。當(dāng)R14／R15上的電壓降超過(guò)VT2的UBE電壓時(shí)，VT2就導(dǎo)通，并通過(guò)驅(qū)動(dòng)IC2的初級(jí)LED接替控制該回路。