如何實現(xiàn)高功率密度的工業(yè)電源

　　圖3中，綠色曲線的較厚區(qū)域代表電流紋波，PFC IC在峰值輸入電壓下消耗電流較多，過零時沒有電流。粉色曲線代表整流器輸入電壓，藍色曲線為輸出電壓。

圖3 CCM PFC的行為
　　LLC拓撲

　　提高電源效率的方法之一是采用零電壓開關(guān)拓撲。在這種拓撲中，電路中的電源開關(guān)在電壓極低時導(dǎo)通。對于鉗位感應(yīng)開關(guān)MOSFET，導(dǎo)通損耗PON LOSS可由下式粗略求得：

　　IL為流經(jīng)MOSFET的負載電流，VDS(SW)為MOSFET導(dǎo)通前的漏源電壓，tON為導(dǎo)通時間，而fSW 則為開關(guān)頻率。

　　在硬開關(guān)拓撲中，VDS(SW)是總線電壓，對帶有PFC前端級的應(yīng)用來說一般約為400V。對于零電壓開關(guān)，該電壓被降至MOSFET二極管的正向電壓降，在1V左右，從而極大地減小了導(dǎo)通開關(guān)損耗。

　　圖4所示為LLC諧振轉(zhuǎn)換器的模塊示意圖。其核心組件是諧振網(wǎng)絡(luò)，在輸入端電壓波形和流入輸入端的電流之間產(chǎn)生相位滯后，加載在輸入端的電壓波形是方波，利用半橋或全橋電路很容易就可以從PFC輸出電壓中產(chǎn)生。

圖4 LLC諧振轉(zhuǎn)換器模塊示意圖和零電壓開關(guān)波形

　　如果忽略橋式電路中死區(qū)時間效應(yīng)以及更高階諧波的出現(xiàn)，那么流入諧振網(wǎng)絡(luò)的電流可近似表示為正弦波。由于流入諧振電路的電流滯后于電壓基波，當(dāng)MOSFET處于導(dǎo)通狀態(tài)時，電流從兩個方向流入，如圖4所示。MOSFET在電流流經(jīng)體二極管時導(dǎo)通，導(dǎo)致“零”電壓開關(guān)。這種方法帶來的一個額外好處是導(dǎo)通時產(chǎn)生的EMI較低，這是因為高dv/dt和di/dt轉(zhuǎn)換時間要短得多，而且通常沒有標(biāo)準硬開關(guān)應(yīng)用中不可避免的反向恢復(fù)效應(yīng)。

　　由于諧振電路的輸出是周期性的，因此需要對之進行整流。這可以采用如圖4所示的全波整流器或一個帶中心抽頭（centre-tap）的整流器來完成。

　　最后，AC-DC電源中的諧振網(wǎng)絡(luò)基本上都會采用一個變壓器。該變壓器執(zhí)行兩項任務(wù)：其一是提供初級端和次級端之間必需的安全隔離；其二是通過它的匝數(shù)比控制電源的總體電壓轉(zhuǎn)換比率。

　　為了避免Q1和Q2同時導(dǎo)通的風(fēng)險，需要一定的死區(qū)時間。以Q1的關(guān)斷波形為例。流經(jīng)開關(guān)的電流很大，接近峰值電流。關(guān)斷期間的電壓擺幅為滿總線電壓，因此關(guān)斷步驟是無損耗的。

　　要確保Q2的零電壓開關(guān)，Q1的漏源電容完全充電十分重要，這意味著充電時間不應(yīng)該超過死區(qū)時間。若總線電壓為VBUS，開關(guān)時電流為ISW，有效漏源電容為CDSeff，則電容的充電時間tSW可由下式計算出：

　　VBUS由設(shè)計條件事先確定。如果CDSeff為零，Q2就會如預(yù)期地實現(xiàn)零電壓開關(guān)。如果CDSeff非常大，Q2為硬開關(guān)工作。輕載下ISW很小，當(dāng)負載足夠小時，最終也會發(fā)生Q2硬開關(guān)。

　　有時可為每個MOSFET并聯(lián)一個電容。如果其容量選擇適當(dāng)，就可以降低關(guān)斷損耗，同時又不影響較輕負載下的零電壓開關(guān)性能。

　　LLC諧振轉(zhuǎn)換器是讓諧振轉(zhuǎn)換器與一個電感串聯(lián)。這樣一來，諧振電路中就有兩個電感和一個電容，故名為L-L-C。圖5顯示了一個實例電路的增益特性。

圖5 LLC諧振轉(zhuǎn)換器增益曲線實例