基于IC的熱插拔保護電路應用

電路上電或熱插拔時會產(chǎn)生很大啟動電流和電壓波動，這些現(xiàn)象將影響設備的正常工作，甚至導致整個系統(tǒng)的損害。傳統(tǒng)采用分立元件的保護電路具有可靠性低、維護成本高等缺點，本文介紹的基于IC的熱插拔保護電路在很少的外圍元件下可以實現(xiàn)更高安全性和更低的整體成本。

為了滿足特殊應用的要求，許多系統(tǒng)配置了ESD保護和抗浪涌電流、過流、欠壓、過壓等保護電路，有些保護電路與特殊的工業(yè)或行業(yè)標準相關(guān)，有些則符合特定的標準，如：UL、USB、IEEE、CSA或IEC。熱插拔電路主要用于保護設備或操作人員，一些電源內(nèi)部帶有可調(diào)節(jié)的限流功能，以避免在上電時損壞設備。一般的RAID以及電信設備都具有熱插拔保護，以便于改變電路板或磁盤驅(qū)動器。

熱插拔電路的最低要求是提供浪涌電流限制，防止在大的容性負載加電時整個系統(tǒng)損壞。限流功能還有助于減小供電電源的尺寸，并防止在連接器接觸時產(chǎn)生電弧。其它熱插拔特性還包括：低等效串聯(lián)電阻、斷路器、狀態(tài)指示、雙插入點檢測和電源就緒指示。保護電路增加了元器件數(shù)量和系統(tǒng)成本，并延長了開發(fā)周期和系統(tǒng)測試時間。但是，另一方面，保護電路實現(xiàn)了以低成本減少了設備在運行過程中所存在的隱患，如設備損壞、系統(tǒng)癱瘓延誤工期、人員傷害而引發(fā)官司、設備替換，并減少了維修費用和技術(shù)維修人員的工資等。

在系統(tǒng)中添加熱插拔電路后，減小了浪涌電流和主電源，可以采用更小的濾波電容，這樣彌補了增加成本的缺點。熱插拔電路為系統(tǒng)帶來的其它好處還有：較細的連線和電路板布線，可以采用廉價的小型連接器，電源通道上允許采用通用的小尺寸元件。

最簡單的限流元件是保險絲，它可以單獨使用或與其它保護元件配合使用，由于保險絲可以有效地防止過流的沖擊，它們在系統(tǒng)中既是必須的(如UL標準的規(guī)定)，也是系統(tǒng)遇到災難性故障時的最終防線。標準保險絲的主要缺陷是只能一次性使用，另外一種可替代的小型器件是多重保險絲，這種保險絲的物理尺寸可以根據(jù)流過其自身電流所產(chǎn)生的熱量而膨脹或縮短，多重保險絲的工作電壓范圍受溫度的限制，但它能夠自復位，這是相對于標準保險絲的最大優(yōu)點。



普通熱插拔電路由電容、齊納管和FET構(gòu)成，如圖1所示。通過對連接在Q1柵、源極之間的電容C1充電達到限制浪涌電流的目的。如果上電期間C1放電，Q1的柵極與源極相當于短路，Q1將維持開路。C1充電時，Vgs增大，Q1緩慢開啟。C1的大小和Q1的Vgs指標確定了Q1的開啟時間和負載電容C2的充電時間。齊納管ZD1用于防止柵-源電壓超出其最大額定值。圖1中Vgs的最大值是20V，不能承受24V的工業(yè)電源或48V的通信電源電壓。周期性地開關(guān)電源時，負載電容會放電，而C1保持有足夠的電能維持Q1導通，如果在這種狀況下接通電源，將有較大的浪涌電流流過負載，使得熱插拔保護電路的限流特性大打折扣。圖1電路的另一個不足是：限流功能只在上電時，并且C1放電后起才有效，否則，將無法在過流或短路時為系統(tǒng)提供保護，這也是采用保險絲的主要目的。



另外一種熱插拔電路采用PNP晶體管(Q1)和檢流電阻(R1)提供連續(xù)的電流檢測和限流功能，見圖2。上電時，電流通過R1和Q2流入負載，如果電流足夠大，在R1上產(chǎn)生的偏置電壓使Q1導通，則Q1通過降低Q2的柵源電壓制約Q2的導通過程。注意，利用一個如圖1中的齊納二極管可以增強Q2的柵源保護能力，防止Q2因柵源電壓超出其額定值或Q1的Vce超出額定值而損壞。該電路的最大好處是始終保持限流功能有效，但由于增加了電阻R1使系統(tǒng)功耗增大。另外，在-40℃至+85℃溫度變化范圍內(nèi)，隨著Q1Vbe的變化，限流值將會改變20%。圖1中的齊納管應該具有足夠小以便保護晶體管，但是還要有足夠高的耐壓保證在整個負載電流范圍內(nèi)FET能夠完全導通，并且使導通電阻Rds(on)最小。



基于IC的熱插拔電路能夠在極小的封裝內(nèi)提供多種功能，而且只需要少量的外部元件。圖3是一個低電壓熱插拔電路，只需一個限流電阻R1和一個工作在2.7V至13.2V的串聯(lián)調(diào)整管。該電路具有浪涌電流限制和兩級過流保護：大電流故障時的快速響應和小電流、非連續(xù)電流故障下的慢速響應。圖3的電路提供了連續(xù)的電流監(jiān)測功能。與分立方案相比，基于IC的熱插拔電路具有更高的初始精度和較好的溫度特性。圖2中PNP晶體管的Vbe溫度漂移典型值是2mV/℃，當溫度在-40℃至+85℃范圍變化時，輸出電壓大約變化120mV。圖3中的U1在快速響應和慢速響應下的最大漂移分別為6.5mV和20mV。

在一般的晶體管指標中很少給出Vbe參數(shù)，而圖3中的U1則有準確的電壓門限定義，而且門限電壓較低，為50mV，僅有0.6VVbe的1/12。因此可以采用較小的檢流電阻，并且功耗更低。另外，基于IC的熱插拔電路還具有圖1和圖2電路無法提供的功能，包括：

可以使用低成本的N溝道MOSFET；

提供狀態(tài)輸出；

能夠響應低電平和高電平故障；

提供上電控制引腳(ON)，適用于負載控制或雙卡插入時的口線檢測。

圖3中的U1在檢測到故障狀態(tài)時能夠閉鎖負載電源的開路狀態(tài)，充當一個斷路器。如果需要自動重試和感應電壓保護功能，可用MAX4272或MAX4273熱插拔控制器替換圖3中的U1。

基于IC的高壓熱插拔控制器在SOT23封裝內(nèi)集成了更多的功能，圖4中的熱插拔控制器MAX5902可工作在9V至72V電壓范圍，只需一個外部P溝道MOSFET(Q1)即可實現(xiàn)基本操作。該電路不需要外部檢流電阻限制浪涌電流或檢測故障狀態(tài)，而是利用MOSFET(Q1)的導通電阻Rds(on)作為電流檢測元件。

圖4中，U1在系統(tǒng)上電時斷開MOSFET，而且當ON/OFF引腳為低電平或電源電壓低于欠壓閉鎖門限，或當芯片溫度高于+125℃時，MOSFET將保持開路狀態(tài)。如果不存在上述情況，U1將在延遲周期結(jié)束時逐步導通MOSFET(Q1)。在MOSFET導通過程中，U1緩慢提升Q1的電壓，允許負載供電電壓的上升速率為9V/ms。限制浪涌電流的電平與負載電容和固定的電壓上升斜率成比例：ILIMIT=ILOAD9V/ms。負載電壓最終建立后，U1通過監(jiān)視Q1兩端的壓差(ILOADRds(on))檢測故障狀態(tài)。如果壓差超出了斷路器的門限值，U1將關(guān)斷Q1，立即斷開電源與負載的連接。

與分立元件方案不同的是，圖4電路具有熱關(guān)斷保護、欠壓閉鎖輸出保護和由ON/OFF引腳控制的關(guān)斷功能，以及電源就緒狀態(tài)指示，U1可提供斷路器功能，斷路器帶有自動重試或開路狀態(tài)閉鎖。對于采用-9V至-100V供電的設備，如-48V的電信設備，可選用MAX5901替代圖4中的U1。

綜上所述，基于IC的熱插拔控制器與分立方案相比具有更多的優(yōu)勢，盡管分離方案成本較低，但如果考慮整個系統(tǒng)的穩(wěn)固性和系統(tǒng)的研發(fā)周期、維修費用，分離方案可能具有更高的系統(tǒng)成本。較大的主電源和更堅固的連接器是導致分離方案在實際實施中成本提高的主要原因。另外，分離方案還缺少狀態(tài)指示、熱關(guān)斷保護、欠壓閉鎖，以及用于負載控制或電路板卡插入檢測的開關(guān)控制輸入。

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