單相Boost型功率因數(shù)校正電路軟開關技術綜述

摘要：對單相Boost功率因數(shù)校正電路軟開關技術進行了分類，分為零電壓開關功率因數(shù)校正電路、零電壓轉換功率因數(shù)校正電路、零電流開關功率因數(shù)校正電路、零電流轉換功率因數(shù)校正電路、有源箝位功率因數(shù)校正電路和帶有無損吸收電路的功率因數(shù)校正電路，并對每一類型的電路的拓撲結構、工作方式及工作特點做出分析。
關鍵詞：功率因數(shù)校正；軟開關技術；DC／DC變換

O 引言
近二十年來電力電子技術得到了飛速的發(fā)展，已廣泛應用到電力、冶金、化工、煤炭、通訊、家電等領域。多數(shù)電力電子裝置通過整流器與電力網(wǎng)接口，經(jīng)典的整流器是一個由二極管或晶閘管組成的非線性電路，它會在電網(wǎng)中產(chǎn)生大量電流諧波和無功功率，污染電網(wǎng)，成為電力公害。在20世紀80年代中后期，開關電源有源功率因數(shù)校正技術引起了國內(nèi)外許多學者的重視，進行了許多專題研究并取得了大量成果。

有源功率因數(shù)校正技術在整流器與濾波電容之間增加一個DC／DC開關變換器。在各種單相PFC電路拓撲結構中，Boost升壓型功率因數(shù)校正電路由于具有主電路結構簡單，變換效率高，控制策略易實現(xiàn)等優(yōu)點而得到廣泛應用。高頻化可以減小有源功率因數(shù)校正電路的體積、重量，提高電路的功率密度。為了使電路能夠在高頻下高效率地運行，有源功率因數(shù)校正電路的軟開關技術成為重要的研究方向。

本文對單相Boost有源功率因數(shù)校正電路軟開關技術進行了分類，并對每一類型的電路的拓撲結構、工作方式及工作特點做出了分析。

l 零電壓開關(ZVS)PWM功率因數(shù)校正電路
ZVS工作方式是指利用諧振現(xiàn)象及有關器件的箝位作用，使開關變換器中開關管的電壓在開啟或關斷過程中維持為零。

圖1電路為ZVS功率因數(shù)校正電路，也稱擴展周期準諧振功率因數(shù)校正電路。在輔助開關S1開通時，電感Lr抑制二極管Dr的反向恢復。電感Lr與電容Cf發(fā)生諧振至流過開關S1的電流降至輸入電流大小。開關S2導通后，電感Lr與電容Cf再次諧振至流過開關S1的電流為O，電容Cr兩端電壓為Vo,使開關S1、開關S2實現(xiàn)ZV―ZCS關斷。電路的不足之處是開關的電流應力比較大。

2 零電壓轉換(ZVT)PWM功率因數(shù)校正電路
在ZVT工作方式中，諧振網(wǎng)絡拓撲與主電路是并聯(lián)的。零轉換PWM功率因數(shù)校正電路的導通損耗和開關損耗很小，能實現(xiàn)零開關特性而不增大開關的電流或電壓應力，適用于較高電壓和大功率的變換器。

圖2所示電路是傳統(tǒng)的ZVT電路。電感Lr與主開關S1寄生電容諧振使其寄生二極管導通，開關S1實現(xiàn)ZVS開通；同時，電感Lr抑制了二極管D1的反向恢復，二極管D2為電感Lr中的能量提供釋放回路。

此電路的優(yōu)點在于主開關ZVS開通，二極管D1的反向恢復得到抑制，電路結構簡單；不足之處是輔助開關硬開通。

圖3所示是對傳統(tǒng)ZVT電路的改進電路，其開關時序、豐開關的電壓、電流波形與圖2相同。改進之處是在電感回路中串接二極管D3消除升壓二極管D1寄生電容與電感Lr寄生振蕩；在二極管D2兩端并接電容減小了開關S2的關斷損耗，可以提高電路的效率。

電路的不足之處是改進后電路的輔助開關仍為硬開通。

圖4所示電路主開關S1為ZVS開通，其開通過程與上面兩種電路稍有不同，當諧振電感Lsn2與電容Csnl與開關S1寄生電容諧振至開關S1兩端電壓為零時，開關S1開通；Csnl與Csn2可改善開關S1、S2的關斷過程，減小關斷損耗；電感Lsn2抑制了二極管D的反向恢復．二極管Db、Dc為電感Lsn2提供能量釋放回路。

電路不足之處是輔助開關S2硬開通。

圖5電路對圖4所示電路進行了改進。如波形圖所示，主開關S1開通前，其寄生二極管已經(jīng)導通，開關S1實現(xiàn)ZVS開通；開關S1開通后，由于耦合電感的作用，促使流過Lx的電流迅速減小至接近零，輔助開關S2實現(xiàn)了ZCS關斷；電容Cr減小了電路的關斷損耗。

電路的不足之處是輔助開關S2硬開通，電路結構與工作方式比較復雜。

圖6所示電路是對傳統(tǒng)ZVT電路的又一改進電路。在主開關S1開通前，其寄生二極管已經(jīng)導通，開關S1可實現(xiàn)ZVS開通；開關S1開通后，由于耦合電感的作用，流過輔助開關S2的電流迅速下降至接近零，開關S2被擊穿二極管Ds鉗制在一個很低的電壓，開關S2實現(xiàn)ZCS關斷。

電路的不足之處是輔助開關硬開通，電路的結構與工作方式比較復雜。

圖7所示電路結構與以上的ZVT結構差別比較大。主開關S1關斷后，二極管D開通，電容Cc通過耦合電感N2放電．開關S2寄生二極管開通實現(xiàn)了ZVS開通；開關S2關斷后，開關S1寄生二極管開通實現(xiàn)了ZVS開通。同時，耦合電感N1抑制了二極管D的反向恢復，耦合電感N2則為N1中的能量提供了釋放回路。

此電路的優(yōu)點是兩個開關均為ZVS開通，二極管D的反向恢復得到抑制，電路結構簡單。不足之處在于兩個開關均為硬開關關斷，輔助開關S2的電壓應力較大。

圖8所示電路是一種新型ZVT有源功率因數(shù)校正電路。在輔助開關S2開通前，電容Cr兩端電壓為負，S2開通后，電感Lr與電容Cs、Cr發(fā)生諧振使主開關S1寄生二極管導通實現(xiàn)了ZVS開通；當流過開關S1的電流由負變正時，電感Lr與電容Cb、Cr諧振，二極管D5導通，開關S2實現(xiàn)ZV―ZCS關斷。

電路優(yōu)點在于主開關S1實現(xiàn)了ZVS開通，輔助開關S2實現(xiàn)了ZV．ZCS關斷，二極管D1的反向恢復得到抑制，以上幾點都可以顯著提高電路效率。電路不足之處是輔助開關硬開通，主開關電流應力比較大。

圖9所示電路結構與電路的工作方式比較特殊。主開關S1關斷后，其寄生電容被恒流充電至輸出電壓Vo，為輔助開關S2提供ZV―ZCS關斷，此時二極管D。及D4導通；開關S2關斷后，電感L與開關S2寄生電容發(fā)生諧振至開關S2兩端電壓等于Vo，二極管D3導通；當流過電感L的電流減少至零時，電感L與開關S1、S2的寄生電容諧振，諧振結束時，開關S1和S2兩端電壓與流過兩開關的電流均為零，開關S1和S2實現(xiàn)了ZV-ZCS開通。

此電路的優(yōu)點是開關S1、S2實現(xiàn)ZV-ZCS開通，開關S1實現(xiàn)了ZVS關斷，二極管的反向恢復得到抑制，開關電壓電流應力較小，電路結構簡單。不足之處是電感L始終有電流流過，導致電流中環(huán)流較大，會增大通態(tài)損耗。

3 零電流開關(ZCS)PWM功率因數(shù)校正電路
ZCS工作方式是指利用諧振現(xiàn)象及有關器件的箝位作用，使開關變換器中開關管電流在開啟或關斷過程中維持為零。

從圖10電路及波形圖可以看出，主開關S1首先開通，通過開關S1的電流逐漸增加至輸入電流值，此時二極管D1、D2關斷，電容Cr反向充電至Vo；輔助開關S2開通后，電容Cr與Lr2諧振，當電容Cr兩端電壓降至零時，二極管D1導通，電容Cr與電感Lrl、Lr2諧振至開關S1、S2反并二極管開通，兩開關實現(xiàn)ZCS關斷。

此電路的優(yōu)點在于開關S1、S2均實現(xiàn)了ZCS關斷，兩個二極管的反向恢復得到抑制；不足之處是兩開關硬開通，電容Cr與電感Lr2電容Cr與電感Lr1、Lr2的諧振回路要通過輸出端，會增大輸出端的電壓波動。

圖11電路是對圖10電路進行了改進，改進后的電路工作方式及波形與圖10電路基本一致。圖11的電路將二極管兩端并聯(lián)的電容改為與開關S2和電感Lr2并聯(lián)，這樣，諧振回路就不會包含輸出端，不會引起輸出端電壓的波動。其不足之處仍在于兩開關硬開關開通。

圖12電路與以上兩電路的最大區(qū)別在于實現(xiàn)了一個開關的ZVS開通。如波形圖所示，主開關S1開通，感Ls抑制了二極管D的反向恢復，電感Ls與電容Cr諧振，開關S2反并二極管開通，為開關S2提供ZVS開通；電容Cc與電感Ls繼續(xù)諧振，流過電容Cc的電流反向時，開關S1反并二極管開通，實現(xiàn)ZCS關斷。

此電路的優(yōu)點是主開關S1實現(xiàn)了ZCS關斷，輔助開關S2實現(xiàn)了ZVS開通，因此，此電路又稱為ZV-ZCS電路。電路的不足之處在于輔助開關S2的硬關斷。

4 零電流轉換(ZCT)PWM功率因數(shù)校正電路
圖13電路為傳統(tǒng)的零電流轉換功率因數(shù)校正電路。如圖13所示，輔助開關S2開通時，電容Cr與電感Lr諧振，主開關S1反并二極管導通，實現(xiàn)ZCS關斷；開關S1反并二極管關斷后，開關S2關斷，二極管D1開通，為電感Lr提供能量釋放回路。

此電路的優(yōu)點是實現(xiàn)了主開關S1的ZCS關斷，電路結構簡單。不足之處是，輔助開關硬開關開通關斷，二極管的反向恢復沒有得到抑制，主開關電流應力較大。

圖14電路對傳統(tǒng)的ZCT―PWM功率因數(shù)校正電路進行了改進。如圖14波形圖所示，開關S2開通時，電容Cr、電感Lr諧振，流過二極管D1的電流逐漸減小到零，其反向恢復得到抑制；諧振電流換向后，開關S2反并二極管導通，實現(xiàn)ZCS關斷；開關S2開通后，電容Cr與電感l(wèi)r諧振，開關S1反并二極管導通，實現(xiàn)ZCS關斷。

此電路的優(yōu)點是實現(xiàn)了開關S1、S2的ZCS關斷，二極管的反向恢復得到抑制；不足之處是輔助開關在一個開關周期有兩次開關過程，電路工作方式中諧振較多，都會增大電路的損耗。

5 有源箝位功率因數(shù)校正電路
在Boost PFC變換器中，為了抑制二極管的反向恢復，在主開關和Boost二極管之間串聯(lián)一個諧振電感可以有效地抑制二極管的反向恢復，但是當主開關關斷時，諧振電感會在開關上產(chǎn)生很大的電壓應力，為了保證電路的安全運行，需要有一個箝位電路來箝位電壓。

在圖15電路中，如波形圖所示，主開關Sl關斷后，兩端電壓逐漸上升至箝位電壓Vo+Vcc；輔助開關S2寄生二極管開通，電感Lr與電容Cc諧振，開關S2實現(xiàn)ZCS開通；開關S2關斷后，二極管Db開通，電感Lr與開關S1寄生電容諧振至開關S1寄生二極管開通，開關S1一實現(xiàn)ZVS開通。電路增加二極管Dc是為了消除二極管Db結電容與電感Lr的諧振。

電路的優(yōu)點是實現(xiàn)了，主開關與輔助開關的zvs開通，二極管Db的反向恢復得到抑制；不足之處是開關S1、S2都是硬關斷。

復合有源箝位功率因數(shù)校正電路對有源箝位功率因數(shù)校正電路的改進主要體現(xiàn)在電路拓撲和控制時序兩個方面：將二極管D2放在箝位電路外以消除二極管D2結電容與電感Lr的寄生振蕩；如圖16所示時序可以保證開關S1、S2與二極管D2在任一時刻只有兩個器件導通，另一個器件被箝位在Vo+Vcco主開關S1關斷后，電感Lr與開關S2寄生電容諧振使寄生二極管導通實現(xiàn)ZVS開通；開關S2關斷后，電感Lr與開關S1、S2寄生電容諧振使開關S1寄生二極管導通實現(xiàn)ZVS開通。

此電路的優(yōu)點在于兩個開關均實現(xiàn)了ZVS開通，二極管的反向恢復得到抑制，電路結構簡單；不足之處是開關與二極管的電壓應力較大。針對這一不足，提出了最小電壓復合有源箝位電路，如圖17所示，該電路將電感Lr與輔助開關S2位置進行了交換，開關時序不變，這樣，開關S1、S2、二極管D2任兩者導通時，另一個被箝位在Voo。該電路波形與復合有源箝位功率因數(shù)校正電路相似，具有它的優(yōu)點。

6 帶有無損吸收電路的功率因數(shù)校正電路
6.l 無源無損吸收電路
在軟開關技術中，無源無損吸收電路不增加額外的有源器件，只是采用無源元件來抑制二極管的反向恢復，并且減小了開關器件的開通和關斷損耗，因此具有電路成本低，控制簡單等優(yōu)點。

在圖18電路中，開關S斷開后其兩端電壓逐漸被充電至Vo時，二極管Do、Dc開通，流過二極管Dr的電流逐漸增加，流過二極管Do、的電流逐漸減小至二極管Doj關斷，當開關S再次開通時，二極管的反向恢復不會影響開關損耗的增大。

圖18電路采用耦合電感使二極管反向恢復影響不到開關的開通，圖19電路則是利用電感抑制二極管的反向恢復對開關開通過程的影響，冉利用無源器件將電感中能量釋放。

此電路的不足之處在于電路結構和工作過程都比較復雜。

6.2 有源無損吸收電路
圖20電路抑制二極管反向恢復采用在電路中加入電感，再將電感中的能量釋放的方式。如圖20所示，主開關S1首先導通，電感Ls抑制了二極管D的反向恢復，電感Ls與開關S2寄生電容發(fā)生諧振使其放電至開關寄生二極管導通，開關S2實現(xiàn)ZVS開通。

此電路的優(yōu)點在于電路結構簡單，能有效抑制二極管的反向恢復，輔助開關實現(xiàn)ZVS開通。

7 結語
綜上所述，各種類型的軟開關功率因數(shù)校正電路具有能夠抑制二極管反向恢復，實現(xiàn)開關管的軟開通或軟關斷，減少變換器的損耗，進而可以提高開關頻率，減少磁性元件的體積和重量，提高變換器的功率密度。