一種實用的BOOST電路

0 引言
在實際應用中經(jīng)常會涉及到升壓電路的設計，對于較大的功率輸出，如70W以上的DC／DC升壓電路，由于專用升壓芯片內(nèi)部開關(guān)管的限制，難于做到大功率升壓變換，而且芯片的價格昂貴，在實際應用時受到很大限制?？紤]到Boost升壓結(jié)構(gòu)外接開關(guān)管選擇余地很大，選擇合適的控制芯片，便可設計出大功率輸出的DC／DC升壓電路。
UC3S42是一種電流型脈寬調(diào)制電源芯片，價格低廉，廣泛應用于電子信息設備的電源電路設計，常用作隔離回掃式開關(guān)電源的控制電路，根據(jù)UC3842的功能特點，結(jié)合Boost拓撲結(jié)構(gòu)，完全可設計成電流型控制的升壓DC／DC電路，且外接元器件少，控制靈活，成本低，輸出功率容易做到100W以上，具有其他專用芯片難以實現(xiàn)的功能。

1 UC3842芯片的特點
UC3842工作電壓為16~30V，工作電流約15mA。芯片內(nèi)有一個頻率可設置的振蕩器；一個能夠源出和吸入大電流的圖騰式輸出結(jié)構(gòu)，特別適用于MoSFET的驅(qū)動；一個固定溫度補償?shù)幕鶞孰妷汉透咴鲆嬲`差放大器、電流傳感器；具有鎖存功能的邏輯電路和能提供逐個脈沖限流控制的PWM比較器，最大占空比可達100％。另外，具有內(nèi)部保護功能，如滯后式欠壓鎖定、可控制的輸出死區(qū)時間等。
由UC3842設計的DC／DC升壓電路屬于電流型控制，電路中直接用誤差信號控制電感峰值電流，然后間接地控制PWM脈沖寬度。這種電流型控制電路的主要特點是：
1)輸入電壓的變化引起電感電流斜坡的變化，電感電流自動調(diào)整而不需要誤差放大器輸出變化，改善了瞬態(tài)電壓調(diào)整率；
2)電流型控制檢測電感電流和開關(guān)電流，并在逐個脈沖的基礎(chǔ)上同誤差放大器的輸出比較，控制PWM脈寬，由于電感電流隨誤差信號的變化而變化，從而更容易設置控制環(huán)路，改善了線性調(diào)整率；
3)簡化了限流電路，在保證電源工作可靠性的同時，電流限制使電感和開關(guān)管更有效地工作；
4)電流型控制電路中需要對電感電流的斜坡進行補償，因為，平均電感電流大小是決定輸出大小的因素，在占空比不同的情況下，峰值電感電流的變化不能與平均電感電流變化相對應，特別是占空比，50％的不穩(wěn)定性，存在難以校正的峰值電流與平均電流的誤差，即使占空比50％，也可能發(fā)生高頻次諧波振蕩，因而需要斜坡補償，使峰值電感電流與平均電感電流變化相一致，但是，同步不失真的斜坡補償技術(shù)實現(xiàn)上有一定的難度。

2 Boost電路結(jié)構(gòu)及特性分析
2.1 由UC3842作為控制的Boost電路結(jié)構(gòu)
由UC3842控制的Boost拓撲結(jié)構(gòu)及電路分別如圖1和圖2所示。

圖2中輸入電壓Vi=16~20V，既供給芯片，又供給升壓變換。開關(guān)管以UC3842設定的頻率周期開閉，使電感L儲存能量并釋放能量。當開關(guān)管導通時，電感以V1／L的速度充電，把能量儲存在L中。當開關(guān)截止時，L產(chǎn)生反向感應電壓，通過二極管D把儲存的電能以(Vo-Vi)／L的速度釋放到輸出電容器C2中。輸出電壓由傳遞的能量多少來控制，而傳遞能量的多少通過電感電流的峰值來控制。
整個穩(wěn)壓過程由二個閉環(huán)來控制，即
閉環(huán)1 輸出電壓通過取樣后反饋給誤差放大器，用于同放大器內(nèi)部的2.5V基準電壓比較后產(chǎn)生誤差電壓，誤差放大器控制由于負載變化造成的輸出電壓的變化。
閉環(huán)2 Rs為開關(guān)管源極到公共端間的電流檢測電阻，開關(guān)管導通期間流經(jīng)電感L的電流在Rs上產(chǎn)生的電壓送至PwM比較器同相輸入端，與誤差電壓進行比較后控制調(diào)制脈沖的脈寬，從而保持穩(wěn)定的輸出電壓。誤差信號實際控制著峰值電感電流。
2.2 Boost升壓結(jié)構(gòu)特性分析
Boost升壓電路，可以工作在電流斷續(xù)工作模式(DCM)和電流連續(xù)工作模式(CCM)。CCM工作模式適合大功率輸出電路，考慮到負載達到lO％以上時，電感電流需保持連續(xù)狀態(tài)，因此，按CCM工作模式來進行特性分析。
Boost拓撲結(jié)構(gòu)升壓電路基本波形如圖3所示。

ton時，開關(guān)管S為導通狀態(tài)，二極管D處于截止狀態(tài)，流經(jīng)電感L和開關(guān)管的電流逐漸增大，電感L兩端的電壓為Vi，考慮到開關(guān)管S漏極對公共端的導通壓降Vs，即為Vi-Vs。ton時通過L的電流增加部分△ILon滿足式(1)。

式中：Vs為開關(guān)管導通時的壓降和電流取樣電阻Rs上的壓降之和，約0.6~0.9V。
toff時，開關(guān)管S截止，二極管D處于導通狀態(tài)，儲存在電感L中的能量提供給輸出，流經(jīng)電感L和二極管D的電流處于減少狀態(tài)，設二極管D的正向電壓為Vf，toff時，電感L兩端的電壓為Vo+Vf-Vi，電流的減少部分△ILoff滿足式(2)。

式中：Vf為整流二極管正向壓降，快恢復二極管約0.8V，肖特基二極管約0.5V。
在電路穩(wěn)定狀態(tài)下，即從電流連續(xù)后到最大輸出時，△ILon=△ILoFf，由式(1)和(2)可得

如果忽略電感損耗，電感輸入功率等于輸出功率，即

由式(4)和式(5)得電感器平均電流

同時由式(1)得電感器電流紋波

式中：f為開關(guān)頻率。
為保證電流連續(xù)，電感電流應滿足

考慮到式(6)、式(7)和式(8)，可得到滿足電流連續(xù)情況下的電感值為

另外，由Boost升壓電路結(jié)構(gòu)可知，開關(guān)管電流峰值Is(max)=二極管電流峰值Id(max)=電感器電流峰值ILP，

3 樣機電路設計

樣機的電路圖如圖2所示，是基于UC3842控制的升壓式DC／DC變換器。電路的技術(shù)指標為：輸入Vi=18V，輸出Vo=40V、Io=2A，頻率f≈49 kHz，輸出紋波噪聲1％。
根據(jù)技術(shù)指標要求，結(jié)合Boost電路結(jié)構(gòu)的定性分析，對圖2的樣機電路設計與關(guān)鍵參數(shù)的選擇進行具體的說明。
3.1 儲能電感L
根據(jù)輸入電壓和輸出電壓確定最大占空比。由式(4)得

當輸出最大負載時至少應滿足電路工作在CCM模式下，即必須滿足式(9)，

同時考慮在10％額定負載以上電流連續(xù)的情況，實際設計時可以假設電路在額定輸出時，電感紋波電流為平均電流的20％~30％，因增加△IL可以減小電感L，但為不增加輸出紋波電壓而須增大輸出電容C2，取30％為平衡點，即

L可選用電感量為140~200μH且通過5A以上電流不會飽和的電感器。電感的設計包括磁芯材料、尺寸、型號選擇及繞組匝數(shù)計算、線徑選用等。電路工作時重要的是避免電感飽和、溫升過高。磁芯和線徑的選擇對電感性能和溫升影響很大，材質(zhì)好的磁芯如環(huán)形鐵粉磁芯，承受峰值電流能力較強，EMI低。而選用線徑大的導線繞制電感，能有效降低電感的溫升。
3.2 輸出電壓取樣電阻R1、R2
因UC3842的腳2為誤差放大器反向輸入端，芯片內(nèi)正向輸入端為基準2.5v，可知輸出電壓Vo=2.5(1+R1／R2)，根據(jù)輸出電壓可確定取樣電阻R1、R2的取值。
由于儲能電感的作用，在開關(guān)管開啟和關(guān)閉時會形成大的尖峰電流，在檢測電阻Rs上產(chǎn)生一個尖峰脈沖，為防止造成UC3842的誤動作，在Rs取樣點到UC3842的腳3間加入R、C濾波電路，R、C時間常數(shù)約等于電流尖峰的持續(xù)時間。
3.3 開關(guān)管S
開關(guān)管的電流峰值由式(10)得
Iv(max)=ILP=5.11A
開關(guān)管的耐壓由式(11)得
Vds(off)=Vo+Vf=40+0.8=40.8V
按20％的余量，可選用6A／50V以上的開關(guān)管。為使溫升較低，應選用Rds較小的MOS開關(guān)管，要考慮的是通態(tài)電阻Rds會隨PN結(jié)溫度T1的升高而增大。
圖4為實測開關(guān)管的開關(guān)電壓波形和電流瞬態(tài)波形圖。

3.4 輸出二極管D和輸出電容器C2
升壓電路中輸出二極管D必須承受和輸出電壓值相等的反向電壓，并傳導負載所需的最大電流。二極管的峰值電流Id(max)=ILP=5.11A，本電路可選用6A／50V以上的快恢復二極管，若采用正向壓降低的肖特基二極管，整個電路的效率將得到提高。
輸出電容C2的選定取決于對輸出紋波電壓的要求，紋波電壓與電容的等效串聯(lián)電阻ESR有關(guān)，電容器的容許紋波電流要大于電路中的紋波電流。
電容的ESR△Vo/△IL=40x1％/1.33=O.3Ω。
另外，為滿足輸出紋波電壓相對值的要求，濾波電容量應滿足

根據(jù)計算出的ESR值和容量值選擇電容器，由于低溫時ESR值增大，故應按低溫下的ESR來選擇電容，因此，選用560μF／50V以上頻率特性好的電解電容可滿足要求。
3.5 外補償網(wǎng)絡
UC3842誤差放大器的輸出端腳l與反相輸入端腳2之間外接補償網(wǎng)絡Rf、Cf。 Rf、Cf的取值取決于UC3842環(huán)路電壓增益、額定輸出電流和輸出電容，通過改變Rf、Cf的值可改變放大器閉環(huán)增益和頻響。為使環(huán)路得到最佳補償，可測試環(huán)路的穩(wěn)定度，測量Io脈動時輸出電壓Vo的瞬態(tài)響應來加以判斷。
圖5為Cf選用0.0lμF和470pF時動態(tài)響應控制波形的區(qū)別，上沖下降幅度和復位時間都有差別。

3.6 斜坡補償
在實用電路中，增加斜坡補償網(wǎng)絡，一般有二種方法，一是從斜坡端腳4接補償網(wǎng)絡Rx、Cx至誤差放大器反相輸入端腳2，使誤差放大器輸出為斜坡狀，再與Rs上感應的電壓比較。二是從斜坡端腳4接補償網(wǎng)絡Rx、Cx到電流感應端腳3，將在Rs的感應電壓上增加斜坡的斜率，再與平滑的誤差電壓進行比較，作用是防止諧波振蕩現(xiàn)象，避免UC3842工作不穩(wěn)定，同時改善電流型控制開關(guān)電壓的噪聲特性。本文采用方法二。
3.7 保護電路
當UC3842的腳3電壓升高超過1V或腳1電壓降到1V以下，都可使PWM比較器輸出高電平，造成PWM鎖存器復位。根據(jù)UC3842關(guān)閉特性，可以很容易在電路中設置過壓保護和過流保護。本電路中Rs上感應出的峰值電流形成逐個脈沖限流電路，當腳3達到1V時就會出現(xiàn)限流現(xiàn)象，所以，整個電路中的電感磁性元件和功率開關(guān)管不必設計較大的余量，就能保證穩(wěn)壓電路工作可靠，降低成本。

4 結(jié)語
按以上原理和計算設計丁輸入18V，輸出40V的80W升壓DC／DC電路，整個電路調(diào)試容易，工作穩(wěn)定，可靠性高，效率達80％以上，特別是成本低，已應用于實際設備中。另外，可根據(jù)具體的電路指標要求，對電路靈活控制、變動，設計出其他的應用電路。