36V/30A鎳氫電池充電電源的設計和實現(xiàn)

摘要：主電路采用全橋變換拓撲形式，控制電路以UC3825集成控制芯片為核心設計了36V/30A鎳氫電池充電電源。為滿足充電特性的要求，設計了恒壓限流電路及PI調(diào)節(jié)電路，從而提高了電源的穩(wěn)態(tài)性能和動態(tài)性能。設計的過流、過壓保護電路，有效地提高了電源的可靠性。

關鍵詞：PI調(diào)節(jié)；恒壓限流；過流過壓保護；斜波補償

引言

高頻開關電源由于具有更高的效率、更小的體積和重量以及更快的動態(tài)響應，而被廣泛地應用在各種領域。鎳氫電池是性能優(yōu)異的綠色環(huán)保產(chǎn)品，是電池發(fā)展的新潮流，需求前景十分看好。本文介紹的充電電源就是針對一種機器人使用的大容量鎳氫電池設計的，具體要求如下：

輸入電壓 AC 220（110％）V，50Hz（45～60Hz）；

輸出電壓 DC 36V；

輸出電流 30A；

最大輸出功率 1080W；

效率 >85％；

負載調(diào)整率 0.5％。

為滿足設計要求，功率管選用MOSFET，基于峰值電流控制模式，設計了36V/30A全橋拓撲結構鎳氫電池充電電源。

1 主電路和驅動電路

主電路設計中，首先要確定主電路的拓撲形式。因為全橋結構功率管電壓應力較小，因此采取該拓撲形式。此外，為防止合閘時電流沖擊，設計了合閘電流限制電路。為使功率管可靠地工作，驅動電路必須有良好的驅動能力。

1.1 主電路拓撲

主電路如圖1所示，功率開關管S1～S4組成逆變橋，S1、S4和S2、S3由驅動電路以PWM方式控制而交替通斷,將直流輸入電壓VDC變換成高頻方波交流電壓。變壓器副邊電壓經(jīng)全橋整流、Lf及Cf濾波后，輸出穩(wěn)定的直流電壓。

由于S1、S4和S2、S3的導通時間不可能完全一致，因此變壓器會出現(xiàn)偏磁現(xiàn)象，致使鐵心飽和，破壞了電路的正常工作，甚至引發(fā)故障。為此在高頻變壓器一次側串入隔直電容C，以防止偏磁現(xiàn)象的發(fā)生。C值由式（1）決定。

式中：Lf輸出濾波電感；

n是變壓器原副邊匝數(shù)比；

fs是功率管的開關頻率。

當一組功率管（例如S1和S4）導通時,截止功率管（S2和S3）上施加的電壓為輸入電壓VDC。為減小功率管上的電壓應力，改善開關管的工作環(huán)境，在每個開關管上并聯(lián)了RC關斷緩沖電路，限制了開關管的電壓上升率dv/dt，改變了其關斷時的開關軌跡，確保了功率管在其反偏安全工作區(qū)運行。功率管的關斷損耗大部分轉移到緩沖電路中，改善了其工作環(huán)境。緩沖電路R及C參數(shù)的選擇，應保證在功率管開通過程中，C放電完畢，一般取RC=（1/3～1/5）ton（ton為功率管的開通時間）。

1.2 合閘電流限制電路

合閘沖擊電流限制電路，采用限流電阻與SCR并聯(lián)電路。合閘時，輸入電壓經(jīng)過限流電阻向濾波電容充電。當電容電壓到達一定值時，逆變電路開始工作。在高頻變壓器上附加繞組輸出電壓經(jīng)整流后，輸出控制信號，觸發(fā)SCR的導通，限流電阻被短接。此種限流電路結構簡單，并且即時響應，沒有延時。限流電阻值太小，合閘時電流過大，電阻消耗功率很大；限流電阻值太大，充電緩慢。一般情況下，限流電阻的阻值應能保證合閘電流為電路穩(wěn)定工作電流的8～10倍。

1.3 驅動電路

驅動電路采用變壓器耦合的驅動方式，變壓器副邊接成互補推挽功率放大電路，增大了驅動能力。因為在全橋電路結構中，對管的驅動脈沖應該相同，所以變壓器采用單路輸入雙路輸出形式，如圖2所示。

在圖2中，電阻R1與R2組成了箝位網(wǎng)絡，保證了輸出脈沖的電平，R3用來抑制寄生振蕩。與其它驅動電路形式相比，該驅動電路不需要過多的輔助電源，結構簡單、易于實現(xiàn)。

2 控制電路

控制電路主要包括恒壓限流電路和保護電路。為解決峰值電流控制模式自身存在的缺點，設計了斜波補償電路，合理設計斜波補償電路的參數(shù)，也有助于抑制偏磁現(xiàn)象。

2.1 恒壓限流電路

電路如圖3所示，A1和A2是兩個運算放大器，Vref是基準電壓，VV和VI分別是反饋電壓和反饋電流信號。其工作原理是：當負載電流還沒有達到Viref值時，運放A1處于調(diào)節(jié)狀態(tài)，A2輸出高電平，二極管D反向截止，此時誤差放大器的輸出只受A1控制，處于恒壓調(diào)節(jié)過程。當VV>VVref時，誤差放大器的輸出低電平，當VVVVref時，誤差放大器的輸出高電平。當反饋電流等于Viref時且輸出反饋電壓等于VVref，兩個運放同時起作用。當反饋電流大于Viref值時，輸出反饋電壓必然小于VVref，A1輸出高電平，而A2處于調(diào)節(jié)狀態(tài)。因為A2優(yōu)先級比A1高，達到了限流的目的。

2.2 PI調(diào)節(jié)器參數(shù)的設計

在恒壓限流電路中，必然涉及PI調(diào)節(jié)器參數(shù)的確定。采用超前-滯后補償方式。在低頻增加一個積分環(huán)節(jié)，也就是有一個－20dB/oc的衰減。使穩(wěn)態(tài)無靜差；中頻以－20dB/oc穿越剪切頻率，使系統(tǒng)有足夠的穩(wěn)定裕度；高頻以－40dB/oc衰減，使高頻信號被迅速地衰減。

3個點的設計如下：

1）零點f1 將零點配置在輸出濾波器最低極點頻率或以下，以補償濾波器極點引起的滯后。這種補償?shù)膶嵸|(zhì)是減少誤差放大器零點與極點間的相位滯后量。

2）極點f2 極點用以抵消輸出濾波電容ESR引起的零點作用。極點頻率應在零點頻率附近。

3）剪切點f3 也就是閉環(huán)的穿越頻率，它應該小于開關頻率的1/5。設控制到輸出特性增益為GDC，系統(tǒng)輸出極點頻率為fo。

以上有三個等式構成的方程組，但是存在4個未知數(shù)。在實際的參數(shù)確定過程中，要先確定其中的一個參數(shù)，再確定其它的參數(shù)。為保證數(shù)值的合理性，要注意電阻與電容的搭配問題。通過PSPICE,SABER等仿真工具，進行模擬，可以減少計算量，得到合理的數(shù)值。最終選擇的參數(shù)是：C1=1μF，C2=22nF，R1=16kΩ，R2=18kΩ。

2.3 保護電路

此電路用于實現(xiàn)過流保護和過壓保護，由于過壓保護與過流保護電路結構完全相同，僅取一個單元來說明，其電路如圖4所示。當發(fā)生過壓（或過流）時，即VVf>VVref，運放A3輸出高電平。從圖4可以看出，該電路為正反饋電路，通過Rv2和Dv1支路，將高電平狀態(tài)保持。同時運放輸出到UC3825的限流保護端，鎖住輸出脈沖，達到保護功能。Dv1的作用是當出現(xiàn)過壓時，此信號被保持，保護電路起作用。只有斷電以后，此信號才被復位，電路正常工作。

2.4 斜波補償

圖5示出斜坡補償電路。T1是電流互感器，接在變壓器副邊繞組，經(jīng)D1～D4整流后在R1上得到對應的電壓，再經(jīng)過C1、R2、C2濾波，濾去初級電流Ip中的前沿尖峰，避免誤動作。再經(jīng)過Ri與經(jīng)過Rb和Cb的CT信號合成，輸入到腳V/I，疊加斜坡補償信號到初級的電流波形，Ri及Rb值的比例決定了所加的斜坡補償量。電容Cb是交流耦合電容，隔離了直流分量使CT的交流分量耦合到Ri。

斜坡補償設計步驟如下：

1）計算電感電流的下降沿 m2=di/dt=Vout/L（A/s）；

2）計算反映到初級的電感電流下降沿 m2′=m2/n（n為高頻變壓器的匝比）；

3）計算初級測得的下降沿坡度Vm2=m2′RSENSE（V/s）；

4）計算CT充電時的坡度 d(Vosc)=Vosc/ton（V/s）

應用疊加定理求斜坡補償后電流輸入端電壓。斜坡補償后加到芯片電流輸入端的電壓為

5）計算斜坡補償值斜坡補償電壓VCOMP為

式中：M為補償比例，應大于0.5，一般取0.75～1。

取補償比例M=0.99，Ri=4.7kΩ，經(jīng)計算得Rb=16kΩ

3 實驗結果分析

驅動電路脈沖波形如圖6所示，其中開關頻率f=25kHz，tr=0.423μs，tf=0.804μs，Vgs=15.23V。上升沿和下降沿比較陡峭，驅動電平適中，符合要求，有良好的驅動能力。

V：5V/格 t:10μs/格

如圖7(a)所示，輕載時開關管漏源電壓波形對稱，不存在偏磁現(xiàn)象。當加載到一定程度時，開關管漏源電壓波形出現(xiàn)不對稱，說明同一橋臂的開關管導通不對稱，從而出現(xiàn)偏磁現(xiàn)象。經(jīng)分析，是由于斜波補償不夠導致，增大補償量，偏磁現(xiàn)象得到明顯抑制，開關管漏源電壓波形基本對稱，如圖7(b)所示。

V：50V/格 t:10μs/格

（a）輕載時

V：50V/格 t:10μs/格

（b）滿載時

圖8為合閘沖擊電流限流電阻兩端的電壓波形，當SCR未起作用時，電壓開始緩慢上升，充電結束后，電位跌至零,如圖8(a)所示；當SCR起作用時，電壓在開始很短的時間內(nèi)有一個很小的幅值，這是SCR導通的過程，此后電壓為零，整個過程電壓幾乎保持水平，說明合閘時電路電流比較小，如圖8(b)所示。

圖7、8

V：50V/格 t:10μs/格

（a）SCR未起作用時

V：50V/格 t:10μs/格

（b）SCR工作時

當滿載運行時，即36V/30A輸出時，輸出電壓紋波為1.327V，電源效率η=86.2％。當輕載運行時，輸出電壓紋波為0.223V，電源效率η=54.6％。當交流輸入電壓上下浮動10％時，輸出電壓浮動0.04V，基本不變，說明電源的負載調(diào)整率和電壓調(diào)整率都很小。

4 結語

實驗結果表明，設計的36V/30A電源，輸出電壓紋波較小，滿載時電源效率較高，電網(wǎng)電壓浮動時，電源能正常工作，應用在鎳氫電池充電，達到了良好的效果。為改善電源的動態(tài)響應，減小電源的靜態(tài)誤差，PI調(diào)節(jié)和斜波補償?shù)脑O計顯得尤為重要。