高性能4通道D類音頻放大器設計

與低側電流傳感不同，CSH管腳的臨界值內部固定在1.2V。但可利用外部電阻分壓器R2和R3來設定一個較高的臨界值。不論采用哪種方式，都要用外部阻流二極管D1去阻斷高電壓在高側斷路的情況下流向CSH管腳?；诳缭紻1的0.6V正向電壓降，高側過流保護的最低臨界值是0.6V。

簡而言之，CSH管腳的臨界值VCSH可以用以下算式計算：

式中的ID是漏電流，而VF(D1)則是D1的正向壓降。此外，逆向阻流二極管D1經由一個10kΩ電阻R1進行正向偏置。

為防止直通或過沖電流通過兩個MOSFET，我們將一個名為死區(qū)時間的阻流時段插在高側關斷和低側開通，或低側關斷和高側開通之間。集成式驅動器讓設計師可以根據所選MOSFET的尺寸從一系列預設值中選擇適合的死區(qū)間來優(yōu)化性能。事實上，只需兩個外部電阻來通過IRS2093的DT管腳設定死區(qū)時間。這樣便不需要采用外部的柵極定時調節(jié)，同時也能防止調節(jié)開關定時引入的外來噪聲，這對確保音效性能非常重要。

用戶在決定最佳死區(qū)時間時，必須考慮MOSFET的下降時間。這是因為對實際應用來說，由于開關的下降時間tf的關系，真正有效的死區(qū)時間與數據資料所提供的會有所不同。這意味著，要確定有效的死區(qū)時間，就要以數據資料中的死區(qū)時間值減去MOSFET柵極電壓的下降時間。

同樣地，在UVLO保護方面，驅動器會在正常運作開始之前監(jiān)測電壓VAA和VCC的狀態(tài)，以確保兩個電壓都高于它們各自的臨界值。如果VAA或者VCC低于UVLO臨界值，IRS2093的保護邏輯便會關閉LO和HO。結果，功率MOSFET將停止運作直至VAA和VCC超過它們的UVLO臨界值。

此外，為了達到最理想的音效，4通道音頻電路板設計把模擬和開關部分之間的線路阻抗和相互耦合降到最低，并確保模擬信號與開關級和電源接地分開。

測量的性能

我們在正弦信號頻率為1kHz、1Vrms及4Ω負載阻抗的情況下，測量每個通道的效率、總諧波失真加噪聲(THD+N)和EMI性能。另外，我們?yōu)橛蓤D2展示的4通道D類音效放大器設計進行測量，顯示其一流的隔離和串音性能。相關電路版的電源電壓有±35V，自振頻率則為400kHz。

如圖3所示，在4Ω負載、功率輸出為低于50W至120W的情況下，每通道的效率約為90%。對高通道效率作出貢獻的主要因素包括產生低通態(tài)和開關耗損的DirectFET MOSFET IRF6665。同時，因為集成式驅動器提供了安全死區(qū)時間，所以設計沒有出現交叉導通。

圖3：在4Ω負載下，功率輸出從低于50W輸出提高到120W，測量的效率曲線顯示每條通道的效率約為90%。

如此高的功效使這款4通道設計能夠處理八分之一的持續(xù)額定功率，也就是一般安全所需的正常工作環(huán)境，而無需使用任何額外的散熱片或強制空氣冷卻。

同樣地，針對失真進行的測試顯示，在廣泛的輸出功率范圍內，每條通道的THD+N性能都是一樣的。如圖4所示，當每條通道低于50W時THD+N便會小于0.01%，并會隨著輸出功率上升而增加。例如，當每條通道的輸出為100W左右，失真程度便會上升到0.02%。這種性能在整個20Hz到20kHz的音頻范圍內都會保持一致，即使輸出功率由每通道10W增加到50W(4Ω負載下)也不會改變。如圖5所示，每個通道的基噪在整個音頻范圍內都維持在-80dBv以下。噪聲是在無信號輸入和400kHz的自振頻率下測量。

圖4：當每個通道低于50W時，總諧波失真加噪聲(THD+N)便會少于0.01%，并會隨著輸出功率上升而開始增加。

為通道隔離進行的類似測試表明，在每條通道的輸出功率為60W的情況下，通道1和3，以及通道1和4之間的串音在整個音頻范圍內都優(yōu)于-70dB。

同時，該設計在1kHz信號頻率下提供-68dB的良好電源抑制比(PSRR)。高PSRR源自驅動器的自振頻率。從而使得4通道D類放大器即使使用非穩(wěn)壓電源，也能夠提供卓越的性能。

圖5：當無信號輸入時，每條通道的基噪在整個音頻范圍內都保持低于-80dBv。

本文小結

采用IRS2093M集成式驅動器的4通道D類音頻放大器解決方案，其效率、THD+N和EMI性能都可與單通道設計匹敵。此外，在整個可聽范圍內，基噪維持在-80dBv以下。同時，通道之間擁有出色的隔離來保持互調失真(IMD)處于最低水平，以提供理想的音效性能。隨著高效率免除了對散熱片的需要，集成式音頻驅動器成功以減少一半的占位面積實現了4通道D類音頻放大器解決方案。

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