2.4 GHz WLAN無線功率放大器的設計與實現

高速差分放大器讓包含高速模數轉換器(ADC)的信號鏈設計更加靈活。差分運放能提供包括增益，阻抗變換和單端到差分轉換等的信號調理功能。

ADC一般是固定增益的器件，當輸入信號幅值小于滿量程的輸入范圍的時候性能最好。對幅值不足一個最低有效位LSB的信號進行量化時會引入失真。同樣對幅值超過滿量程的信號也會引入失真。 很多ADC會被輕微的過驅動損壞。CLC5526是一個可變增益的差分放大器，當驅動高速ADC的時候能提供給信號增益或者衰減。 它在微控制器的控制下能額外獲得42dB的動態(tài)范圍。對于要求低失真，固定增益和直流耦合的應用，LMH6550是理想的選擇。 類似LMH6550的差分放大器能選擇精確的共模工作點。LMH6550和CLC5526都能提供驅動類似ADC12DL065的CMOS模數轉換器所需要的低阻抗和高度靈活的驅動能力。

當選擇驅動ADC的運放時，最重要的是先定義系統(tǒng)需求。關鍵要考慮的參數包括帶寬，失真,平衡誤差和建立時間。對于寬帶信號，失真通常是決定因素。另一方面，對于窄帶信號，帶寬將會決定選擇，因為失真可以通過DSP消除。 窄帶信號特征是相互調制與諧波失真落在帶外的信號，而對寬帶信號這些將落在帶內。接下來我們將更詳細討論如何根據信號和ADC的特性來選擇器件。

首先我們來回顧一下ADC基礎知識。作為一個混合信號器件，ADC包括模擬和數字電路。ADC的數字部分工作在時鐘采樣頻率下，在一個特定的應用中，該頻率通常是固定的。 該采樣頻率決定了很多關鍵的參數，后面會做詳細討論。當對信號進行量化的時候，ADC受到Nyquist理論的約束。Nyquist理論表明采樣頻率至少要兩倍于信號的最高頻率。否則最終會導致“混疊”信號的生成。對ADC來說，混疊信號表現的并非是它真正的頻率?；殳B信號可能不是所需要的，在系統(tǒng)設計中必須加以考慮。圖1通過在頻域中的采樣結果演示了混疊現象。根據應用的不同，混疊信號頻率可能比需要的信號高或者低。模擬濾波以及選擇合適的采樣與信號頻率能消除由于混疊導致的失真。

圖1 Nyquist采樣。顯示出多個諧波分量落回到Nyquist頻段內。LMH6550驅動ADC12L080，采樣頻率=64MHz，信號頻率=9.8MHz。

Nyquist采樣

經典的也可能是大家最熟悉的模數轉換器應用就是Nyquist應用。在這個例子里，信號包括從直流到ADC采樣頻率一半的所有頻率成分。Nyquist理論規(guī)定，信號必須被至少大于信號最高頻率兩倍的采樣頻率量化(并不適用于調制信號的載波，僅僅指信號中實際包含信息的部分)，以數字化電話語音信號為例，需要的信號頻率從300Hz 到3kHz，所以ADC的采樣頻率至少要6KHz. 在美國，電話轉換為數字信號時使用8KHz的采樣率和8比特的分辨率。雖然Nyquist采樣是保證ADC正確操作的最低要求，但是抗混疊濾波器對于保證系統(tǒng)性能仍然十分重要。

同樣，Nyquist 采樣也給驅動放大器提出了嚴格的要求。 放大器至少在采樣頻率的1/2處有0.1dB的帶寬。在采樣頻率的1/2處，放大器和ADC必須有相近的失真和噪聲特性。如果放大器用做有源濾波器時，-3dB帶寬應該接近采樣頻率的兩倍。對于Nyquist采樣 總體上來說，放大器和ADC在采樣頻率的一半及更低的頻率上應該都有相近的性能參數。固定增益的放大器，例如LMH6550對于直流耦合信號就是一個理想選擇。對于50MHz以下的寬帶信號，需要提供緩沖，較小的固定增益和高信號純度時非常適用。LMH6550同時也可以代替變壓器完成從單端到差分信號的轉換。

過采樣

快速發(fā)展的ADC技術給信號鏈設計者提供了更多的選擇?，F在的ADC能夠以遠超過信號帶寬所需要的時鐘工作。這種方法被稱為過采樣。

過采樣一個關鍵的好處是其后的數字濾波過程。從信號的上限頻率到二分之一采樣頻率的區(qū)域都能進行數字處理。數字濾波器具有易調整，精確度高的特點。并且很容易和其他的數字處理集成，例如下變頻和解調。數字濾波器能夠消除幾乎所有的ADC帶外噪聲。由數字濾波器提高的信噪比也被稱為處理增益。 處理增益通常使用dB為單位，為濾波后的信噪比和濾波前的信噪比的比值。但是DSP并不能消除信號帶寬內的噪聲。仔細選擇增益設置與反饋電阻有助于將放大器引入的噪聲限制到最小的范圍。

欠采樣

欠采樣方式工作的ADC類似于模擬混頻器。非線性混頻是項很早的技術，在外差與超外差接收器中很流行。

欠采樣通常用在過采樣結構中，此時信號帶寬比二分之一的采樣頻率要低很多。 仔細選擇合適的中頻頻率和采樣頻率能夠讓ADC后的DSP消除大多數由模擬信號鏈引入的噪聲以及由ADC產生的失真。這同過采樣中描述的益處相同。這點非常重要，因為同在二分之一采樣頻率和信號帶寬的濾波器相比，在較高的載波頻率上的抗混疊濾波器需要更高的Q值。如果沒有過采樣，欠采樣也是不切實際的。

圖2是LMH6550驅動ADC12L080的欠采樣轉換結果，可在窄寬內提高無寄生頻率的動態(tài)范圍。演示系統(tǒng)的SFDR僅僅有32dB。然而，從10MHz 到28MHz的帶寬內很清楚的發(fā)現SFDR有65dB，如果帶寬更窄的話SFDR能夠提高到80dB以上。在GSM系統(tǒng)中僅僅需要200kHz的帶寬。一個位于放大器和ADC間的簡單的兩階LC濾波器就能濾除H2，H3和驅動放大器產生的噪聲。數字信號處理能消除大部分失真。運放特性和關鍵參數如表1所示。

圖2 LMH6550 驅動 ADC12L080欠采樣轉換結果。信號頻率146MHz。采樣頻率64MHz。Fs/2 * 4=128MHz 146-128=18MHz

輸入匹配

模數轉換器的負載總是難以設計。 通常情況下都有高輸入阻抗和較大而且可變的容抗。同時，開關電容或者采樣保持電路會產生電流尖峰。這些原因導致ADC輸入很難匹配，必須使用放大器。差分放大器的輸出級能消除電流尖峰同時為精確采樣提供低阻抗源。圖3中是驅動ADC的典型電路。兩個56 Ω 的電阻用來隔離ADC的容性負載和放大器來確保穩(wěn)定。同時，這些電阻也是低通濾波器的一部分，用來提供抗混疊濾波和削弱噪聲的功能。兩個39pF的電容用來消除由于ADC內部開關電路引起的電流尖峰，同時也是ADC輸入的低通濾波器的關鍵部件。在圖3的電路中，濾波器的截止頻率是1/ (2*p*56W *(39 pF + 14pF))=53MHz(比采樣頻率略低)。注意ADC的輸入電容在計算濾波器頻率響應的時候必須要考慮，如果是差分輸入的話有效輸入電容的值要加倍。同時，正如在圖3中顯示的，許多ADC的輸入電容是ADC轉換過程(采樣保持電路)的一部分。

圖3 驅動ADC。LMH6550驅動ADC12LO66

和所有的高速電路一樣，電路板布局很關鍵。放大器和ADC應該盡可能的靠近。 放大器和ADC都要求濾波器件緊靠放置。放大器要求輸出導線上的寄生負載盡可能低，ADC對輸入導線上可能耦合的高頻噪聲也很敏感。另外，ADC的數字輸出應該和ADC以及放大器的輸入做良好的隔離。放大器和ADC的輸入管腳不應該放置在電源或者地平面上。 電源旁路電容應該滿足低ESR而且放在距相關管腳2mm范圍內。如果有必要，使用多過孔也是不錯的主意。

共模反饋

共模反饋電路的主要優(yōu)點就在于差分放大器能夠精確設置輸出的共模電壓值。對大多數ADC來說，必須將共模電壓設定在一個特定的值以獲得完整的動態(tài)范圍。理論上一個差分放大器只會放大差分信號，輸出的共模部分能夠獨立設置，對增益和差分輸出信號沒有影響。類似LMH6550的放大器有一個高阻抗輸入的共模電壓輸出緩沖器。這樣就允許放大器使用大多數ADC輸出的參考電壓，同時對ADC的參考電壓產生電路不會有太大的負載效應。

另一個共模反饋電路的優(yōu)點是用放大器從一個單端的源產生完全差分的信號。同時它也平衡了在一個理想的共模電壓點上兩個差分的輸出級。

圖4 單電源供電工作和直流工作點

需要重點注意的是，共模反饋電路看上去類似于一個單位增益緩沖器，作為輸入腳和輸出共模電壓間的緩沖。等式Vocm = (V+out + V-out)/2 表明了相對于輸出共模電壓來說，兩個輸出有相同的幅度和相反的相位。圖4顯示了單電源供電工作典型結構并且給出了計算共模反饋網絡效果的公式。在這個例子中，Vcm是共模反饋緩沖器的輸入。Vocm 是輸出的共模電壓，或者叫共模反饋緩沖器的輸出。當使用單端電源供電的差分放大器時，輸入共模電壓工作點將不再是系統(tǒng)設計的主要限制因素。單端電源供電將會限制增益和輸出共模電壓的設定范圍。

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