基于1.0μm CMOS工藝的鋸齒波振蕩電路設計

本文以比較器為基本電路，采用恒流源充放電技術，設計了一種基于1.0μm CMOS工藝的鋸齒波振蕩電路，并對其各單元組成電路的設計進行了闡述。同時利用Cadence Hspice仿真工具對電路進行了仿真模擬，結果表明，鋸齒波信號的線性度較好，同時電源電壓在5.0 V左右時，信號振蕩頻率變化很小;在適當?shù)碾娫措妷汉蜏囟茸兓秶鷥?nèi)，振蕩電路的性能較好，可廣泛應用在PWM等各種電子電路中。

　　1 電壓比較器

　　在以往的比較器電路中，存在單級增益不高，并以犧牲輸出電壓范圍來提高增益，進而不能達到滿幅度輸出，導致電路性能差。本文所設計的比較器電路如圖1所示，采用三級放大，第一級是差分輸入級將雙端變單端輸出，兩只NMOS管作為電流源負載，第二級為CMOS共源放大器，第三級為推挽式CMOS單級放大器，即為普通CMOS反相器，由于CMOS反相器作為輸出級，所以能達到滿幅度輸出。在設計中保證了放大器的MOS管在靜態(tài)條件下處于飽和區(qū)，第二級、第三級保證靜態(tài)時輸出電壓在電源電壓中點，以保證后級CMOS反相器工作在高增益區(qū)。電壓比較器在開環(huán)條件下工作，因此不需要考慮放大器閉環(huán)穩(wěn)定工作的頻率補償問題。

　　2 振蕩器的工作模式

　　恒流/恒壓(CC/CV)充電是一種更快速充電方法，當開始充電時，CC/CV充電器首先施加一個等價于電池容量C的恒定電流。為防止在恒流充電周期中過充電，需要監(jiān)視電池封裝兩端的電壓。當電壓上升到給定的終止電壓時，電路切換到恒壓源工作模式。即使電池封裝兩端的電壓達到終止電壓，但因為在ESR上存在電壓降，所以實際的電池電壓將低于終止電壓。在恒流充電期間，電池能以接近其終止電壓的高電流速率充電，且不會有任何被施加高電壓和發(fā)生過充電的危險。

　　經(jīng)恒流充電后，電池的容量將達到其額定值的85%。在恒流周期結束后，充電器切換到恒壓周期。在恒壓周期，充電器通過監(jiān)視充電電流決定是否結束充電。與恒壓充電器一樣，當充電電流減小到O.1C以下時，充電周期結束，恒流/恒壓充電主要通過改變振蕩器的工作模式來實現(xiàn)。

　　間歇工作模式：也可稱為跳周期控制模式(Burst Mode)，是指當處于輕載或待機條件時，輕載時輸出電壓上升，反饋腳電壓降低到一定值時MOSFET停止工作，輸出電壓降低到一定值時MOSFET導通，這個過程大量減少了MOSFET的開關動作，減少了開關損耗。由周期比PWM控制器時鐘周期大的信號控制電路某一環(huán)節(jié)，使得PWM的輸出脈沖周期性的有效或失效，這樣即可實現(xiàn)恒定頻率下通過減小開關次數(shù)，增大占空比來提高輕載和待機的效率。

　　但是降頻和Burst Mode方法在提高待機效率的同時，可能會帶來一些問題，首先是頻率降低導致輸出電壓紋波的增加，其次如果頻率降至20 kHz以內(nèi)，可能有音頻噪音。

　　圖2為Burst Mode電壓控制電路，當S43電平>C54(此時C54和電平C96相等為0.84 V)，時，Burst_on信號為低電平，關斷功率管;當S43

　　3 振蕩器充放電電流設定電路

　　振蕩器的起振頻率為12 kHz，隨著INV的增大，振蕩器的頻率逐步增大到50 kHz，圖3為INV控制下的頻率圖。隨著INV的繼續(xù)增大，振蕩器的頻率降到22 KHz，進入Burst Mode模式。

　　振蕩器的充放電電流由偏置電壓控制產(chǎn)生的電流和INV控制產(chǎn)生的電流兩部分組成，起振時因為INV太小，電流完全由固定電平值控制，當INV>300 mV，充放電電流隨INV的增大而增大。

　　仿真結果可以看出，起振時由于INV電壓很小，充電電流固定在1.5μA，當反饋電壓INV>0.7 V時，充電電流開始線性增大，振蕩器的振蕩頻率隨之增大。

　　4 鋸齒波電路的產(chǎn)生設計

　　圖4為鋸齒波電路產(chǎn)生圖，利用恒流源電路給電容充放電，使得電容NA41上的電壓C38上升到比較器的高閾值限制電壓S66時，使電容放電;電壓C38降到比較器的低閾值限制電壓時電容充電，如此反復形成鋸齒波。

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