3．1～5．2 GHz超寬帶可變?cè)鲆娴驮肼暦糯笃髟O(shè)計(jì)

忽略電感Ls的寄生電阻，由圖2(b)可得出電路的輸入阻抗為：

式中：gm為M1管的跨導(dǎo)；Cgs為M1的寄生電容。從式(1)中可以分析出，在頻率較低時(shí)，(gm+sCgs)sLs1，Zin≈sLs，輸入阻抗趨近于0，因此，在輸入頻率較低時(shí)的輸入電阻由源級(jí)電感決定。在圖2(a)中可以直觀的看出，低頻率時(shí)Ls近似的將M1的源端短接到地。當(dāng)頻率增加至GHz時(shí)，(gm+sCgs1)sLs>>1，，對(duì)于一般的MOS管而言，Cgs低于100fF，而gm在幾十mS左右，本文所設(shè)計(jì)的LNA工作在3．1～5．2 GHz，gm遠(yuǎn)大于sCgs1，所以在所需頻段內(nèi)。因此為了將輸入阻抗精確匹配到50 Ω，可以調(diào)整gm到20 ms。為了兼顧輸入匹配性能和版圖面積開銷，Ls為10nH。
輸出阻抗匹配：
如圖1所示，在最大增益處(忽略M2和M3的寄生電容)，第一級(jí)的輸出阻抗為：
Rout=(RL+sLD)∥(gm2ro1ro2) (2)
很顯然，為了實(shí)現(xiàn)一定的增益值，Rout并一定為50 Ω，同時(shí)隨著增益的變化Rout也跟著變化。為了保證在不同增益以及所需帶寬內(nèi)實(shí)現(xiàn)50 Ω的阻抗匹配，在輸出級(jí)采用常用的源級(jí)跟隨器結(jié)構(gòu)，同時(shí)也提供了大的驅(qū)動(dòng)能力。

可見，Rout不隨頻率的變化，通過適當(dāng)調(diào)整可以實(shí)現(xiàn)輸出阻抗匹配。
1．2 可編程增益控制技術(shù)
被接收信號(hào)很容易遭到多路衰減，為了保證接收機(jī)有恒定的信號(hào)輸出，需要對(duì)接收機(jī)中的放大器模塊(LNA，PGA)進(jìn)行增益的控制。實(shí)現(xiàn)增益的可調(diào)一般采用兩種辦法：改變輸入管的跨導(dǎo)，改變負(fù)載電阻。為了保證輸入阻抗匹配，跨導(dǎo)必須為20 mS，所以改變輸入跨導(dǎo)會(huì)造成輸入阻抗匹配特性的衰減；如果改變輸出電阻，必須在每個(gè)支路加一個(gè)電感來保證寬帶內(nèi)增益的平坦，這樣就增加了額外的面積。因此，電路引入了current Steering結(jié)構(gòu)通過3個(gè)數(shù)字信號(hào)控制流到負(fù)載電阻的電流，實(shí)現(xiàn)了增益的改變。