基于DSP的雙極性雙調(diào)制波高頻鏈逆變器實現(xiàn)
定時器GP工作在連續(xù)增減計數(shù)模式,即從零開始遞增計數(shù)至設定值,然后又遞減計數(shù)至零,如此循環(huán),計數(shù)周期為開關管的一個開關周期。
高頻逆變橋各開關管的驅動信號為ugVS1,VS4,ugVS2,VS3,其產(chǎn)生過程較為簡單。如圖3所示,當定時器工作在增計數(shù)模式時,UgVS 1,VS4為高電平,ugVS2,VS3為低電平,而當定時器工作在減計數(shù)模式時,ugVS1,VS4為低電平,ugVS2,VS3為高電平。無論輸出電壓為何值,均在定時器計數(shù)至周期值或零時發(fā)生跳變,即計數(shù)值與比較寄存器值在H,H’點匹配。
周波變換器的控制信號為ugVS5,ugVS6,ugVS7,ugVS8,在圖3a中,當定時器工作在增計數(shù)狀態(tài)時,計數(shù)值與比較寄存器值在I點及J點發(fā)生比較匹配,ugVS5,ugVS8為高電平;當定時器工作在減計數(shù)狀態(tài)時,計數(shù)值與比較寄存器值在I’點及J’點發(fā)生比較匹配,ugVS5,ugVS8跳變?yōu)榈碗娖?。ugVS6,ugVS7分別與ugVS5,ugVS8互補,則可以產(chǎn)生4路移相PWM控制信號,移相角隨正弦規(guī)律略有變化。
圖3b與圖3a原理類似,只是ugVS5,ugVS7從超前臂變?yōu)闇蟊?,VS8,VS6從滯后臂變?yōu)槌氨?。載波比較示意圖如圖3c所示,其中ur為調(diào)制波,um為其反值,uc為雙極性的三角載波,Tc為載波周期,A為正弦調(diào)制波幅值,B為三角載波幅值。
DSP的定時器工作在連續(xù)增減計數(shù)模式,設當定時器工作在增計數(shù)模式時三角波的斜率為k1,由圖3c及兩點直線方程可知:
設正弦調(diào)制波ur的函數(shù)為yr=sinωt,um的函數(shù)為ym=-sinωt。將t1,t2及在該時刻的函數(shù)值代入式(1)得到:
當開關頻率很高時,可認為sinωt1≈sinωt2≈sin(ωTc/4),則得到周波變換器開關管第1個高頻脈沖寬度為:
式中:T/4=(t1+t2)/2;M為調(diào)制比,M=A/B。
當DSP的定時器工作在減計數(shù)模式時,設三角波的斜率為k2,同理得到:
當開關頻率很高時,可認為sinωt3≈sinωt4≈sin(3ωTc/4),則得到周波變換器開關管第2個高頻脈沖寬度為:
當載波比為偶數(shù)時,設載波比為2N,則周波變換器開關管的第n個高頻脈沖的寬度為:
根據(jù)以上對全橋移相PWM的原理分析,可以設計其實現(xiàn)的軟件和控制系統(tǒng)。
基于DSP的雙極性雙調(diào)制波高頻鏈逆變器的系統(tǒng)如圖4所示。DSP芯片為TMS320F2812。系統(tǒng)實現(xiàn)了雙極性雙調(diào)制波控制算法的程序,生成脈沖觸發(fā)信號,建立了正弦數(shù)據(jù)表,采用增量式PI算法完成了閉環(huán)控制算法。
4 仿真與實驗結果
基于上述理論分析和系統(tǒng)設計,通過仿真和實驗對方案進行了驗證。仿真參數(shù):輸入直流電壓30 V,高頻變壓器變比38:34:34,輸出濾波電感1 mH,濾波電容4.4μF,開關頻率40 kHz,電阻負載,輸出電壓為400 Hz。LC濾波器前端的電壓為雙極性SPWM波,經(jīng)濾波后輸出正弦波。在單閉環(huán)控制下,高頻鏈逆變器分別帶阻容、阻感負載、突加電阻負載及帶整流性負載時的輸出電壓uo、電流io波形如圖5所示。系統(tǒng)空載時,uo的峰值處稍有畸變;帶整流性負載時uo在第1個周期沒有達到穩(wěn)定,且波形的正弦度略差。但系統(tǒng)帶電阻、阻容、阻感負載時,uo波動小,波形正弦度較高,總而言之,該高頻鏈逆變器具有良好的帶載能力。
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