A/D轉(zhuǎn)換器測(cè)試技術(shù)及發(fā)現(xiàn)ADC中丟失的代碼
A/D轉(zhuǎn)換器的量化噪聲、丟失位、諧波失真以及其他非線性失真特性都可以通過分析轉(zhuǎn)換器輸出的頻譜分量來判定。
本文引用地址:http://butianyuan.cn/article/189042.htm確定由上述這些非線性特性所引起的轉(zhuǎn)換器性能的下降并不困難,因?yàn)檫@些都呈現(xiàn)為A/D轉(zhuǎn)換器的輸出噪聲中的一些雜散頻譜分量以及背景噪聲的增加。傳統(tǒng)的測(cè)量方法是將模擬的正弦電壓加到A/D轉(zhuǎn)換器的輸入端,然后測(cè)量轉(zhuǎn)換器的數(shù)字化時(shí)域輸出采樣的頻譜。
可以利用FFT來計(jì)算A/D轉(zhuǎn)換器輸出采樣的頻譜,但是為了改善頻譜測(cè)量的靈敏度,必須將FFT頻譜泄漏減到最小。但對(duì)于高性能的A/D轉(zhuǎn)換器測(cè)試,傳統(tǒng)的時(shí)域開窗無法足夠地降低FFT泄漏。
解決FFT泄漏的訣竅是采用頻率是A/D轉(zhuǎn)換器時(shí)鐘頻率整數(shù)倍的模擬正弦輸入電壓,如圖1(a)所示。該頻率為mfs/N,m是整數(shù),fs是時(shí)鐘頻率(采樣率),而N是FFT點(diǎn)數(shù)。當(dāng)理想A/D轉(zhuǎn)換器的模擬輸入為N = 128轉(zhuǎn)換器輸出的8個(gè)周期采樣正弦波時(shí),圖1(a)中x(n)是其時(shí)域輸出。
圖1:當(dāng)輸入為一個(gè)模擬的8fs/128 Hz正弦曲線時(shí),理想A/D轉(zhuǎn)換器的模擬輸入為:(a) 輸出時(shí)域采樣;(b) 以dB為單位的幅值。
該例中,輸入頻率被歸一化到采樣率fs,即8fs/128 Hz。mfs/N定義了離散傅里葉變換(DFT)的分析頻率,或頻率段中心(bin center),頻率位于頻率段中心的DFT輸入正弦曲線不會(huì)引起頻譜泄漏。
在圖1(b)中,用對(duì)數(shù)坐標(biāo)繪制了x(n)的128點(diǎn)FFT的前半部分,輸入頻率剛好位于m=8的頻率段中心,F(xiàn)FT泄漏得到了有效減小。特別地,如果采樣率為1MHz,則A/D的模擬輸入頻率將必須精確為8(106/128) = 62.5 kHz。
為了實(shí)現(xiàn)這一方案,需要確保模擬測(cè)試信號(hào)源與A/D變換器的時(shí)鐘頻率fs Hz保持精確同步。這也正是為什么A/D轉(zhuǎn)換器測(cè)試過程被稱作為相干采樣的原因。
也就是說,模擬信號(hào)發(fā)生器和提供fs的A/D時(shí)鐘發(fā)生器在頻率上不能有彼此的漂移,必須保持相干(從語義上必須注意,有時(shí)候正交采樣也被稱作為相干采樣,不過正交采樣與這里的A/D轉(zhuǎn)換器測(cè)試過程無關(guān))。
正如所預(yù)見的那樣,m中的某些值比其他的一些有利。注意圖1(a)中,當(dāng)m=8時(shí),A/D轉(zhuǎn)換器只輸出9個(gè)不同的幅度值。這些值不斷地反復(fù)。如上圖2中所示,當(dāng)n=7時(shí),就要比9個(gè)不同的A/D輸出值多很多。
圖2:7周期的正弦A/D轉(zhuǎn)換器輸出。
選m為一個(gè)奇素?cái)?shù)
由于最好能夠測(cè)試盡可能多的A/D輸出二進(jìn)制字,同時(shí)又要保持量化噪聲足夠隨機(jī),A/D測(cè)試方案的用戶發(fā)現(xiàn)了另一個(gè)竅門。他們發(fā)現(xiàn)當(dāng)m選為奇素?cái)?shù)(3、5、7、11)時(shí),能夠?qū)/D輸出字的重復(fù)減到最小。
下面的圖3(a)顯示了一個(gè)非線性A/D轉(zhuǎn)換器工作的一個(gè)極端例子,有幾個(gè)離散輸出將采樣位下降到m=8的時(shí)域x(n)中。圖3(b)提供了這種失真的x(n)的FFT,與圖1(b)進(jìn)行比較,可以看到噪聲背景增加了,這是因?yàn)锳/D轉(zhuǎn)換器的非線性所致。
圖3:非理想的A/D轉(zhuǎn)換器輸出表現(xiàn)出幾個(gè)丟失位:(a)時(shí)間采樣;(b)頻譜幅值(單位dB)。
評(píng)論