通過軟件校準的50 MHz至9 GHz RF功率測量系統(tǒng)

電路功能與優(yōu)勢

該電路使用 ADL5902 TruPwr 檢波器測量RF信號的均方根信號強度，信號波峰因素（峰值均值比）在約65 dB的動態(tài)范圍內(nèi)變化，工作頻率為50 MHz至9 GHz。

測量結(jié)果在12位ADC(AD7466)輸出端以串行數(shù)據(jù)形式提供。在數(shù)字域中針對環(huán)境溫度執(zhí)行簡單的4點系統(tǒng)校準。

RF檢波器與ADC之間的接口很簡單，由兩個信號調(diào)整電阻組成，無有源元件。此外，ADL5902內(nèi)部2.3 V基準電壓為微功耗ADC提供電源和基準電壓。AD7466無流水線延遲，可作為只讀SAR ADC。

整個電路實現(xiàn)了約±0.5 dB的溫度穩(wěn)定性。

顯示的數(shù)據(jù)是針對在-40°C至+85°C溫度范圍內(nèi)工作的兩個器件。

通過軟件校準的50 MHz至9 GHz RF功率測量系統(tǒng) (CN0178)

通過軟件校準的RF功率測量系統(tǒng)

圖1. 通過軟件校準的RF功率測量系統(tǒng)

電路描述

測量的RF信號施加于ADL5902的輸入端，即dB線性rms響應(yīng)均方根檢波器。外部60.4 Ω電阻R3結(jié)合ADL5902的較高輸入阻抗，確保寬帶50 Ω與RF輸入匹配。ADL5902以所謂的“測量模式”配置，VSET和VOUT引腳相連。在此模式下，輸出電壓與輸入均方根值的對數(shù)成比例。換言之，讀數(shù)以分貝值直接呈現(xiàn)，每到十倍調(diào)整至1.06 V，或者53 mV/dB。

AD7466 12位ADC的電源電壓和基準電壓由ADL5902內(nèi)部2.3 V基準電壓源提供。由于AD7466消耗的電流極少（以10 kSPS采樣時僅為16 μA），ADL5902的基準電壓輸出足以向ADC以及由R9、R10、R11、R12組成的溫度補償和均方根精度調(diào)整網(wǎng)絡(luò)供電。

ADC滿量程電壓等于2.3 V。最大檢波器輸出電壓（在線性輸入范圍內(nèi)工作時）約為3.5 V（參見ADL5902數(shù)據(jù)手冊圖6、7、8、12、13及14），因此在驅(qū)動AD7466前必須降低0.657倍。這個降低過程通過簡單的電阻分壓器 R10和R11（1.21 kΩ和2.0 kΩ）來實現(xiàn)。以上數(shù)值可實現(xiàn)0.623的實際比例因子，通過建立電阻容差余量確保ADL5902 RF檢波器不會過驅(qū)ADC。

顯示的是檢波器輸出電壓與輸入功率的典型曲線（無輸出調(diào)整）

圖2 顯示的是檢波器輸出電壓與輸入功率的典型曲線（無輸出調(diào)整）

該檢波器的傳遞函數(shù)可通過以下公式計算近似值：

VOUT = SLOPE_DETECTOR × (PIN INTERCEPT)

其中SLOPE_DETECTOR是檢波器斜率，單位為mV/dB；INTERCEPT 是x軸截距，單位為dBm；PIN是輸入功率，單位為dBm。

在ADC輸出端，VOUT由ADC輸出代碼取代，公式可改寫為：

CODE = SLOPE × (PIN INTERCEPT)

其中 SLOPE 是檢波器、調(diào)整電阻及ADC的組合斜率，單位為次/dB； PIN 和 INTERCEPT 單位仍為dBm。

圖3顯示的是典型檢波器輸入功率的功率掃描以及在700 MHz輸入信號下觀察到的ADC輸出代碼。

700 MHz下的ADC輸出代碼及誤差與RF輸入功率的關(guān)系

圖3. 700 MHz下的ADC輸出代碼及誤差與RF輸入功率的關(guān)系

總體斜率和截距隨系統(tǒng)的不同而變化，該變化是由RF檢波器、調(diào)整電阻和ADC傳遞函數(shù)的器件間差異造成的。因此需要系統(tǒng)級校準以確定整個系統(tǒng)的斜率和截距。本應(yīng)用中，使用4點校準校正RF檢波器傳遞函數(shù)內(nèi)的某些非線性，特別是在低端位置。該4點校準方案產(chǎn)生三個斜率和三個截距校準系數(shù)，這些數(shù)值在校準后應(yīng)存儲在非易失RAM (NVM)內(nèi)。

通過向ADL5902施加四個已知信號電平執(zhí)行校準，從ADC測量相應(yīng)的輸出代碼。選擇的校準點應(yīng)在器件線性工作范圍內(nèi)。本例中，校準點位于0 dBm、-20 dBm、-45 dBm及-58 dBm。

斜率和截距校準系數(shù)通過以下公式計算：

SLOPE1 = ( CODE _1 – CODE_2)/(PIN_1 — PIN_2)

INTERCEPT1= CODE_1/(SLOPE_ADC × PIN_1)

接著使用CODE_2/CODE_3和CODE_3/CODE_4重復計算，分別得出SLOPE2/INTERCEPT2和SLOPE3/INTERCEPT3。六個校準系數(shù)應(yīng)與CODE_1、CODE_2、CODE_3、CODE_4一起存儲在NVM內(nèi)。

當電路在現(xiàn)場工作時，這些校準系數(shù)用于計算未知的輸入功率電平PIN，公式如下：

PIN = (CODE/SLOPE) + INTERCEPT

為了在電路工作期間獲得適當?shù)男甭屎徒鼐嘈氏禂?shù)，從ADC觀察到的CODE必須與CODE_1、CODE_2、CODE_3、CODE_4進行比較。例如，如果來自ADC的CODE在CODE_1與CODE_2之間，則應(yīng)使用SLOPE1和INTERCEPT1。該步驟還可用于提供欠量程或超量程警告。例如，如果來自ADC的CODE大于CODE_1或小于CODE_4，表示測得的功率在校準范圍以外。

圖3還顯示了電路傳遞函數(shù)變化與以上直線公式的關(guān)系。該誤差函數(shù)由傳遞函數(shù)邊沿彎曲、線性工作范圍內(nèi)的小紋波以及溫度漂移造成。誤差以dB表示，公式如下：

誤差 (dB) = 計算的RF功率 - 實際輸入功率

= (CODE/SLOPE) + INTERCEPT – PIN_TRUE

圖3還包括了誤差與溫度的關(guān)系曲線。本例中，將在+85°C和?40°C下測得的ADC代碼與環(huán)境溫度下的直線公式進行比較。該方法與現(xiàn)實系統(tǒng)一致，系統(tǒng)校準一般只能在環(huán)境溫度下進行。

圖4和圖5分別顯示電路在1 GHz和2.2 GHz下的性能。

圖4. 1 MHz下的ADC輸出代碼及誤差與RF輸入功率的關(guān)系