基于滑?？刂频娜娖絇WM整流器建模及仿真

1引言

隨著電力電子裝置的廣泛應用，大量低功率因數(shù)的二極管不控整流和晶閘管相控整流設備，僅能實現(xiàn)能量的單向輸送，對電網(wǎng)的諧波污染嚴重?？赡?a class="contentlabel" href="http://www.butianyuan.cn/news/listbylabel/label/PWM">PWM整流器不僅具有能量可雙向傳輸、網(wǎng)側(cè)電流正弦及達到單位功率因數(shù)等特點，還解決了傳統(tǒng)整流裝置中存在的諸多問題，近年來越來越受到關注，具有廣闊的應用前景[1]。在中高壓大功率的應用場合，三電平PWM整流器應用較為廣泛，它的功率因數(shù)達到1，相對于兩電平PWM整流器，有以下優(yōu)點：（1）每一個主功率開關管上承受的電壓峰值只有兩電平PWM整流器的1/2；（2）三電平PWM整流器有27個工作狀態(tài)，使得輸入側(cè)電流波形在開關頻率較低時也能保持一定的正弦度；（3）在相同開關頻率及控制條件下，三電平PWM整流器輸人電流的諧波遠遠小于兩電平整流器，它更適合于高壓大功率的場合。目前三電平PWM整流器通常采用同步旋轉(zhuǎn)d-q坐標系下雙閉環(huán)PI控制算法，但由于PWM整流器是一個非線性、時變不確定系統(tǒng)[2][3]，故采用常規(guī)PI控制很難達到理想的控制效果，動態(tài)性能較差。

滑模變結(jié)構控制（SMC）是一種非連續(xù)性控制，其控制特性可以迫使系統(tǒng)在一定條件下，沿規(guī)定的狀態(tài)軌跡作小幅度、高頻率的上下運動，即“滑模”運動。由于具有快速響應、對參數(shù)變化不靈敏、抗干擾能力強，實現(xiàn)簡單等本質(zhì)上的優(yōu)點，SMC在非線性系統(tǒng)中得到了越來越多的應用[4][5]。

本文基于三電平PWM整流器的雙閉環(huán)控制系統(tǒng)，為了提高系統(tǒng)魯棒性和輸出電壓動態(tài)響應，采用仿真結(jié)果表明：在大功率且負載大范圍變化的情況下，較常規(guī)PI控制器，采用滑?？刂?/em>器的三電平PWM整流器直流母線電壓波動明顯減小，直流環(huán)節(jié)的動態(tài)響應得到有效提高，為進一步減小直流母線電容提供了可能。

2整流器的數(shù)學模型

二極管箝位三電平PWM整流器拓撲如圖1所示，Ls和Rs分別是交流側(cè)電抗器等效電感和等效內(nèi)阻，Cd1、Cd2是直流側(cè)上下母線電容，RL是直流側(cè)負載電阻；ea、eb、ec是電網(wǎng)相電壓，ia、ib、ic是電網(wǎng)相電流，Vdc1、Vdc2分別是母線電容Cd1和Cd2的電壓，IL是負載電流。假設電網(wǎng)電壓（ea，eb，ec）為純正弦、對稱的三相電壓。引入三電平整流橋三相橋臂的開關函數(shù)Sip、Sio、Sin（i=a、b、c），其意義為：

（1）S1i，S2i開通，S3i，S4i關斷，則Sip=1，Sio=0，Sin=0；

（2）S2i，S3i開通，S1i，S4i關斷，則Sip=0，Sio=1，Sin=0；

（3）S3i，S4i開通，S1i，S2i關斷，則Sip=0，Sio=0，Sin=1。

圖1三電平PWM整流器主電路拓撲

省略公式推導，可得a-b-c坐標系下系統(tǒng)的數(shù)學模型為：

式中：

其中，

基于a-b-c坐標系下的數(shù)學模型物理意義明晰，但模型交流側(cè)變量均為時變的交流量，不利于控制系統(tǒng)的設計。而在同步旋轉(zhuǎn)d-q坐標系下，三相對稱系統(tǒng)中各個交流量均可以等效為直流量。為此，引入坐標變換，得到d-q坐標系下的數(shù)學模型。

式中：

設vd和vq為旋轉(zhuǎn)d-q坐標系下網(wǎng)側(cè)電壓的d軸和q軸分量，則有：

式中是微分算子。

忽略母線上下電容之間的誤差，認為Cd1=Cd2=Cd，則有：

根據(jù)上述模型，得到d-q坐標系下三電平PWM整流器的等效電路如圖2所示。對于直流側(cè)，三電平整流橋相當于兩個電流源，而對于交流側(cè)，三電平整流橋則相當于兩個電壓源。

圖2d-q坐標系下三電平整流器等效電路

3電壓外環(huán)

將參考值和實際變量之間的誤差帶入式（5）得

式中，eig=iqref–iq；eVdc=Vdcref–Vdc；eΦ=Φref–Φ；Φ是擾動量；

由式（6）和已知的兩個控制自由度選擇如下滑模面可保證閉環(huán)系統(tǒng)的魯棒性。

式中，是和直流電壓一階響應相關的參數(shù)。

由式（3）、（4）將變?yōu)?/p>

在d-q旋轉(zhuǎn)坐標系中，，eq=0，在理想的滑模狀態(tài)下由式（5）計算sq，并將結(jié)果簡化得：

同理，在理想滑模面上，輸出電壓精確跟蹤參考值，Vdc=Vdcref，并根據(jù)功率平衡可得到：

將式（10）和式（11）代入式（9），得：

則sd和sq與滑模面的選擇沒有很大聯(lián)系，簡化了滑模控制器的設計。滑模面為：

由式（12）和式（14）得出電壓外環(huán)控制器控制方程

因此，采用如下控制策略實現(xiàn)三電平PWM整流器的滑模變結(jié)構控制：設定iqref，采用PI控制器對電流環(huán)進行控制；電壓外環(huán)控制采用滑模變結(jié)構控制算法，以實際輸出電壓Vdc和給定電壓Vdcref為控制器輸入，控制器輸出作為電流環(huán)PI調(diào)節(jié)器的參考電流idref，實現(xiàn)滑模變結(jié)構控制與電壓定向矢量控制的有效結(jié)合。其控制結(jié)構框圖如圖3所示。

圖3三電平整流器滑?？刂圃砜驁D

4仿真結(jié)果

依照前面所述數(shù)學模型和控制策略，對本文提出的控制方法的有效性進行了仿真研究。仿真參數(shù)如下：輸入電感20mH，直流母線上下電容4000/2μF，輸入相電壓220V，直流母線電壓600V，電網(wǎng)頻率50Hz，開關頻率2kHz，輸出功率5kW，在0.135s時突然加載，在0.25s時，系統(tǒng)開始工作于能量回饋電網(wǎng)模式。圖4給出了三電平PWM整流器母線電壓波形。其中，圖4（a）給出了a相網(wǎng)側(cè)相電壓（ea）、電流（ia）仿真波形，可以看出：電壓電流相位一致，經(jīng)計算功率因數(shù)在0.99以上；圖4（b）給出了滿載情況下，網(wǎng)側(cè)電流波形及其頻譜，諧波畸變率為2.00%；圖4（c）給出了交流側(cè)線電壓波形；圖4（d）和（e）分別給出了采用常規(guī)PI控制和滑模控制的直流母線電壓（Vdc）波形，可以看出：在突加負載情況下，兩種控制策略下的直流母線電壓均有跌落，但采用滑模控制下的直流母線電壓變化較小，并且迅速達到穩(wěn)態(tài)。

圖4三電平整流器滑?？刂品抡娼Y(jié)果圖：（a）網(wǎng)側(cè)相電壓、電流；（b）網(wǎng)側(cè)電流及其頻譜；（c）網(wǎng)側(cè)線電壓；（d）常規(guī)PI控制條件下直流母線電壓波形；（e）滑?？刂茥l件下直流母線電壓波形

仿真結(jié)果表明：采用滑?？刂撇呗?，能夠?qū)崿F(xiàn)三電平PWM整流器的單位功率因數(shù)控制，系統(tǒng)具有良好的穩(wěn)態(tài)性能。從直流母線電壓波形可以看出，直流環(huán)節(jié)的動態(tài)響應比較快，負載加載的突變引起母線電壓近18V的跌落。

5結(jié)語

本文建立了三電平PWM整流器的數(shù)學模型，并基于滑?？刂圃碓O計了電路的控制策略。從仿真結(jié)果可知，該控制策略能較好地實現(xiàn)系統(tǒng)輸出電壓穩(wěn)定，輸入電流正弦、單位功率因數(shù)，具有良好的動態(tài)和穩(wěn)態(tài)響應。

參考文獻

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