引起運(yùn)算放大器震蕩的常見原因及對策

　　圖5b顯示了反相配置。Rg同樣執(zhí)行環(huán)路衰減同時又不改變閉環(huán)增益。在這種情況下，輸入阻抗不會因“Rg”而改變，但噪聲、偏移和帶寬會變糟。

　　圖5b：減小Cpar效應(yīng)的方法;反相配置。

　　圖5c顯示了補(bǔ)償同相放大器中Cpar的優(yōu)選方法。如果我們設(shè)置Cf* Rf = Cpar * Rg，我們就有一個“經(jīng)過補(bǔ)償?shù)乃p器”，反饋分壓器也就在所有頻率點(diǎn)都有相同的衰減，從而解決了Cpar問題。產(chǎn)品的失配將在放大器的通帶中造成“突 起”，在響應(yīng)中造成“骨架”，也即低頻響應(yīng)是平坦的，但改變到了圍繞f = 1/2p* Cpar * Rg的另一個平臺。圖5d顯示了用于反相放大器的Cpar等效補(bǔ)償電路。需要分析頻率響應(yīng)，找出正確的Cf，而放大器帶寬就是分析的一個部分。

　　圖5c:減小Cpar效應(yīng)的方法;補(bǔ)償同相放大器中Cpar的優(yōu)選方法。

　　圖5d：減小Cpar效應(yīng)的方法;針對反相放大器的等效Cpar補(bǔ)償電路。

　　這里順序列出了對電流反饋放大器(CFA)的一些評論。如果圖5a中的放大器是CFA，那么“Rin ”對修改頻率響應(yīng)沒有多大作用，因?yàn)樨?fù)輸入具有很小的阻抗，是正輸入的完全拷貝。噪聲則有些變差，而且會發(fā)生額外的負(fù)輸入偏置電流Vos/ Rin。同樣，圖5b所示電路的頻率響應(yīng)不會被“Rg ”改變。反相輸入不只是一個虛擬地，它到地有一個真正很低的阻抗，并且已經(jīng)容忍Cpar (僅反相模式!)。直流誤差類似于圖5a所示誤差。圖5c和5d是電壓輸入運(yùn)放的首選，只是CFA不能容忍直接反饋電容而不發(fā)生振蕩。

　　負(fù)載問題

　　就像反饋電容可能侵蝕相位余量一樣，它也會加載電容。圖6顯示了在一些增益設(shè)置條件下LTC6268輸出阻抗與頻率的關(guān)系。注意，單位增益輸出阻抗要低于 更高增益的阻抗。完整反饋允許開環(huán)增益減小放大器的固有輸出阻抗。這樣，圖6中增益為10的輸出阻抗一般要高出單位增益結(jié)果10倍。反饋衰減器會降低環(huán)路 增益使之到1/10值，否則會減小閉環(huán)輸出阻抗。開環(huán)輸出阻抗約30W，從增益100曲線高頻區(qū)的平坦部分很容易看出來。在從大約增益帶頻率/100到增 益帶寬頻率的這段區(qū)域中，基本上沒有足夠的環(huán)路增益可減小開環(huán)輸出阻抗。

　　圖6：LTC6268在三種增益條件下輸出阻抗與頻率的關(guān)系。

　　電容負(fù)載將和開環(huán)輸出阻抗一起導(dǎo)致相位和幅度延遲。舉例來說，50pF負(fù)載和LTC6268 30Ω輸出阻抗一起將在106MHz點(diǎn)生成另一個極點(diǎn)，此時輸出具有-45°的相位延遲和-3dB的衰減。在這個頻率點(diǎn)，放大器具有-295°的相位和 10dB的增益。假設(shè)是單位增益反饋，那就不完全能發(fā)生振蕩，因?yàn)橄辔粵]有使延遲達(dá)到±360°(在106MHz處)。然而在150MHz點(diǎn)，放大器有 305°的延遲和5dB的增益。輸出極點(diǎn)的相位是–atan(150MHz/106MHz) = -55°，增益是

　　防止負(fù)載電容造成振蕩的最常見方法是在反饋連接之后串聯(lián)一個小值電阻。10Ω到50Ω的阻值可以限制電容負(fù)載可能引起的相位延遲，并在很高速度時將放大器 與低電容阻抗隔離開來。缺點(diǎn)包括取決于負(fù)載電阻特性的直流和低頻誤差，電容負(fù)載上受限的頻率響應(yīng)，以及如果負(fù)載電容隨電壓變化而變化時引起的信號失真。

　　由負(fù)載電容造成的振蕩一般可以通過提高放大器閉環(huán)增益進(jìn)行阻止。以更高的閉環(huán)增益運(yùn)行放大器意味著反饋衰減器也會衰減環(huán)路相位為±360°的頻率點(diǎn)的環(huán)路 增益。舉例來說，如果我們使用閉環(huán)增益為+10的LTC6268，我們可以看到放大器在40MHz時的增益為10V/V或20dB，這時的相位延遲為 285°。為了激起振蕩，我們需要一個輸出極點(diǎn)，這會造成額外75°的延遲。我們可以通過使用-75° = -atan(40MHz/Fpole) → Fpole = 10.6MHz得到這個輸出極點(diǎn)。這個極點(diǎn)頻率來自500pF的負(fù)載電容和30pΩ的輸出阻抗。

　　輸出極點(diǎn)增益是

　　未端接的傳輸線也是很不好的負(fù)載，因?yàn)樗鼈兂尸F(xiàn)瘋狂地隨頻率重復(fù)的阻抗和相位變化(見圖7中未端接9英寸電纜的阻抗)。如果放大器可以在一個低頻諧振點(diǎn)安 全地驅(qū)動電纜，那么隨著自己相位余量的減少，它就很可能在某個更高的頻率點(diǎn)振蕩。如果電纜必須無端接，那么與輸出串聯(lián)的“后匹配”電阻可以隔離電纜的基本 阻抗變化。另外，即使來自電纜未端接末端的瞬時反射返回放大器，后匹配電阻如果其值匹配電纜特征阻抗的話也能正確地吸收這個能量。如果后匹配電阻不匹配電 纜阻抗，一些能量將從放大器和終端反射回未端接末端。當(dāng)能量到達(dá)末端時，又會再次高效地返回放大器，因此就有了一連串來回反彈的脈沖，只是每反彈一次都會 有所減弱。

　　圖7：未端接同軸電纜的阻抗和相位。

　　圖8顯示了一個更加完整的輸出阻抗模型。其中Rout項與LTC6268中討論的一樣是30Ω，并且我們還增加了Lout這一項。這是物理電感和電氣等效 電感組合成的一個項。物理封裝、綁定線和外部電感可增加5至15nH，封裝越小電感量也越小。另外，對任何放大器來說都有一個電氣上產(chǎn)生的20-70nH 范圍的電感，特別是采用雙極性器件。輸出晶體管的寄生基極電阻被器件的有限Ft轉(zhuǎn)換為了電感。

　　圖8：放大器輸出阻抗的電感部分。

　　危險在于Lout可能與CL發(fā)生相互作用并形成一個串聯(lián)諧振調(diào)諧電路，該電路的阻抗可能跌至環(huán)路和潛在振蕩之內(nèi)沒有更多相位延遲的話Rout將無法驅(qū)動的水平。例如，設(shè)Lout = 60nH和CL = 50pF。諧振頻率是

　　諧振頻率

　　圖9顯示了一種解決方案。Rsnub 和Csnub形成所謂的“阻尼器”，它的目標(biāo)是降低諧振電路的Q值，以便放大器輸出端不會形成很低的諧振阻抗。Rsnub一般在諧振點(diǎn)的CL電抗處取值， 在本例中為-j35Ω，以便將輸出諧振電路的Q值拉低至1左右。Csnub經(jīng)調(diào)整要在輸出諧振頻率點(diǎn)完全插入Rsnub，也就是Csnub 的電抗成份

　　圖9：使用輸出阻尼器。

　　電流反饋放大器的負(fù)輸入實(shí)際上是一個緩沖器輸出，也會有圖8所示的串聯(lián)特性。因此它自己就可能在Cpar的作用下振蕩，就像輸出端一樣。應(yīng)設(shè)法減小Cpar和任何相關(guān)的電感。遺憾的是，負(fù)輸入端的阻尼器會修改閉環(huán)增益與頻率的關(guān)系，因此不是很有用。

　　奇怪的阻抗

　　許多放大器在高頻時都呈現(xiàn)出輸入阻抗怪事。兩個輸入晶體管串聯(lián)的放大器更是如此，就像達(dá)林頓管那樣。許多放大器的輸入端都有一個npn/pnp晶體管對， 其頻率方面的行為與達(dá)林頓管非常相似。在遠(yuǎn)大于GBF的頻率點(diǎn)，輸入阻抗的實(shí)數(shù)部分會變負(fù)值。電抗性源阻抗將與輸入電容和電路板電容一起諧振，而負(fù)的實(shí)數(shù) 分量將加劇振蕩。當(dāng)從未端接電纜驅(qū)動時，這也可以允許在許多重復(fù)性的頻率點(diǎn)振蕩。如果輸入端不可避免使用長電感線，可以用一連串吸能電阻分段，或在放大器 輸入腳安裝一個中等阻抗的阻尼器(約300Ω)。

　　電源

　　需要考慮的最后一個振蕩源是電源旁路電容。圖10顯示了一部分輸出電路。Lvs+和Lvs-是封裝、IC綁定線、旁路電容物理長度(跟任何導(dǎo)體一樣也是電 感性質(zhì))以及電路板走線電感串聯(lián)起來的必不可少的電感。另外包含在內(nèi)的還有將局部旁路電容與電源總線余下部分(如果不是電源層的話)連接在一起的外部電 感。雖然3-10nH看起來不多，但在200MHz時也有3.8到j(luò)12Ω。如果輸出晶體管傳導(dǎo)的是大的高頻輸出電流，那么在電源電感上將產(chǎn)生壓降。

　　圖10：電源旁路電容細(xì)節(jié)。

　　放大器的其余部分需要安靜無干擾的電源，因?yàn)橐欢l率之上它就不能抑制電源了。在圖11中我們可以看到LTC6268在不同頻率處的電源抑制比 (PSRR)。因?yàn)檠a(bǔ)償電容與所有沒有接地引腳的運(yùn)放中的電源有關(guān)，它們會將電源噪聲耦合進(jìn)放大器，gm必須能夠消除這個噪聲。由于補(bǔ)償?shù)脑颍琍SRR 可以減小1/f，過了130MHz后電源抑制實(shí)際上變成了增益。

　　圖11：LTC6268電源抑制比與頻率的關(guān)系。

　　由于在200MHz時PSRR表現(xiàn)為增益，輸出電流會干擾LV電感內(nèi)的電源電壓，并通過PSRR放大變成強(qiáng)大的放大器信號，進(jìn)而驅(qū)動輸出電流，形成內(nèi)部供 電信號等，并致使放大器振蕩。這是為何所有放大器電源必須仔細(xì)用低電感走線和元件旁路的原因。另外，電源旁路電容必須比任何負(fù)載電容大得多。

　　如果我們考慮500MHz左右的頻率，那么3-10nH將變成j9.4Ω至j31.4Ω。這么高的值足夠讓輸出晶體管獨(dú)自在其電感和IC元件電容內(nèi)振蕩， 特別是在晶體管gm和帶寬增加形成更大輸出電流時。由于今天的半導(dǎo)體制造工藝采用的晶體管帶寬非常高，所以需要特別注意，至少在大輸出電流時。

　　本文小結(jié)

　　總之，設(shè)計師需要考慮與每個運(yùn)放端子以及負(fù)載自然特性相關(guān)的寄生電容和電感。通常所設(shè)計的放大器在標(biāo)稱環(huán)境中是非常穩(wěn)定的，但每種應(yīng)用需要自己去分析。