零中頻發(fā)射機設(shè)計與實現(xiàn)

摘要 零中頻發(fā)射機電路實現(xiàn)上只有DAC和IQ調(diào)制器兩部分，電路結(jié)構(gòu)簡單，與二次變頻方案相比，省去中頻信號發(fā)生器、中頻合成器(PU /VCO)、中頻一射頻混頻器以及SAW濾波器等，不僅降低了發(fā)射機系統(tǒng)的復(fù)雜度，也大幅減小了系統(tǒng)體積、重量、功耗和成本，但是零中頻方案存在無用邊帶和本振泄漏。文中分析了零中頻發(fā)射機的原理和存在的問題，找到了一種抑制無用邊帶和本振泄漏的方法，給出了一種零中頻發(fā)射機實現(xiàn)方案。經(jīng)工程驗證，文中的零中頻發(fā)射機64QAM調(diào)制方式EVM4%，ACPR>53 dB，各項關(guān)鍵指標(biāo)優(yōu)于3GPP規(guī)范。

1 零中頻發(fā)射機原理

1.1 概述

傳統(tǒng)發(fā)射機實現(xiàn)模式：基帶→中頻→射頻。

無線發(fā)射機的體系結(jié)構(gòu)長期由超外差式所控制，如圖1所示。

隨著半導(dǎo)體工藝技術(shù)的進步和對移動通信設(shè)備小型化、低功耗、多功能需求的不斷增強，基于正交調(diào)制的直接正交上變頻(Direct Qua drature Up—Conversion，DQUC)技術(shù)得到了迅速發(fā)展。它能夠直接將基帶信號搬移到射頻，即零中頻發(fā)射機。

零中頻發(fā)射機實現(xiàn)模式：基帶→射頻，如圖2所示。

1.2 零中頻發(fā)射機的優(yōu)缺點

零中頻發(fā)射機原理模型如圖3所示。

零中頻電路實現(xiàn)上只有DAC和IQ調(diào)制兩個芯片，電路結(jié)構(gòu)簡潔，與二次變頻方案相比，省去中頻和射頻本振源電路、中頻和射頻混頻器以及中頻SAW濾波器電路等，降低了發(fā)射機系統(tǒng)復(fù)雜度與器件數(shù)，也大幅降低系統(tǒng)體積、重量、功耗和成本;

零中頻技術(shù)的缺點很明顯，由于正交調(diào)制信號和正交本振信號幅度和相位的不平衡，以及對直流偏移失真敏感，導(dǎo)致嚴(yán)重的無用邊帶和本振泄漏。抑制無用下邊帶信號和本振泄露是零中頻發(fā)射機實現(xiàn)方案的關(guān)鍵。

1.3 零中頻發(fā)射機原理

理想情況下，圖3中正交調(diào)制信號I(Q)和Q(t)與正交本振信號fLO_I(t)和fLO_Q(t)的幅度和相位完全平衡，且不存在直流偏移。因此DQUC輸出的RF信號fRF(t)是一個理想的單邊帶信號，不存在邊帶和本振泄漏問題。但在實際情況下，I(t)和Q(t)與fLO_I(t)和fLO_Q(t)信號總是存在幅度和相位的不平衡及直流偏移誤差。

為便于分析，把IQ信號用正弦波信號替代，那么IQ信號I(t)，Q(t)和本振信號fLO_I(t)，fLO_Q(t)信號數(shù)學(xué)模型分別為

式中，G，ψ，D分別為I(t)和Q(t)信號之間的歸一化幅度比、正交相位誤差和直流偏移誤差;A，θ，E分別為fLO_I(t)與fLO_Q(t)信號之間的歸一化幅度比、正交相位誤差和直流偏移誤差。理想情況下，A=G=1;ψ=θ;D=E=0。

DQUC的輸出信號fo(t)可表示為

2 零中頻發(fā)射機的關(guān)鍵技術(shù)

2.1 無用邊帶的抑制

由fo(t)公式可知，泄漏的無用邊帶信號fLSB(t)為

如果A和G幅度相同，和相位相同，那么fLSB(t)=0，不存在無用邊帶信號。可見無用邊帶是由于IQ信號和正交本振信號幅度和相位不平衡引起的。無用邊帶信號抑制可以通過以下步驟實現(xiàn)。

首先調(diào)節(jié)A值，使AG→1，那么RLSB和φLSB可以簡化為

然后再調(diào)節(jié)ψ值，使ψ=θ，這樣RLSB=0，φLSB=0，也就是說，AG→1，ψ=θ時理論上無用邊帶被完全抑制。這就是正交IQ信號和正交本振信號相位和幅度不平衡校準(zhǔn)(IQ校準(zhǔn))的理論依據(jù)。

2.2 本振泄露的抑制

由fo(t)公式可知，本振泄漏

fC(t)=DAcos(ωct+θ) (6)

式中，D是I(t)和Q(t)信號的直流偏移;A是本振幅度。顯然，本振泄漏fc(t)是由I(t)和Q(t)信號存在直流偏移引起的。因此，在電路設(shè)計時，I(t)和Q(t)信號傳輸要采用交流耦合，以消除直流偏移，從而抑制本振信號的泄漏。

3 零中頻發(fā)射機的實現(xiàn)

3.1 硬件實現(xiàn)

圖4是零中頻發(fā)射機實現(xiàn)方案。WCDMA IQ信號碼速率3.84 Mbit·s-1，該信號是欠采樣信號。如果直接進行數(shù)模轉(zhuǎn)換，會產(chǎn)生較大量化誤差和頻譜混疊，因此需要進行插值(DIF)處理，通常至少需要16倍內(nèi)插，插值后速率61.44 Mbit·s-1，當(dāng)然內(nèi)插倍數(shù)越高越好。

為保證輸出功率精度和IQ調(diào)制器TRF3703性能，增益調(diào)整模塊調(diào)整基帶增益和射頻增益來滿足輸出功率精度和IQ調(diào)制器TRF3703性能要求。無用邊帶抑制和本振泄露通過IQ校準(zhǔn)實現(xiàn)，IQ校準(zhǔn)是零中頻發(fā)射機實現(xiàn)的關(guān)鍵部分。圖4中，3.84 Mbit·s-1I/Q基帶信號經(jīng)過數(shù)字內(nèi)插變?yōu)?1.44 Mbit·s-1基帶IQ信號，經(jīng)過雙通道DAC2904轉(zhuǎn)換成模擬IQ信號，然后經(jīng)過IQ調(diào)制器TRF3703直接調(diào)制到射頻。射頻功率檢測和數(shù)字功率檢測是為了保證輸出功率精度和IQ調(diào)制器性能。

為抑制無用邊帶、本振泄漏、頻率牽引和時鐘抖動等，零中頻設(shè)計采用以下優(yōu)化措施：(1)I(t)、Q(t)信號傳輸采用差分線與交流耦合方式，有利于消除I(t)、Q(t)信號之間的直流偏移誤差和共模干擾。(2)IQ校準(zhǔn)，使D=0，ψ=θ，AG→1，消除直流偏置，IQ信號與正交本振信號相位和幅度不平衡。(3)由于WCDMA頻點較高，采用諧波法解決頻率牽引問題比較困難，本方案采用反向隔離和阻抗匹配的方法減小PA反射到VCO中的信號，從而降低頻率牽引效應(yīng)。IQ調(diào)制器TRF3703本身有9 dB反向隔離作用，LMX2531射頻輸出Buffer結(jié)構(gòu)也可以起到一定的反向隔離作用。(4)選擇高穩(wěn)定的時鐘作為本振和中頻參考時鐘，降低時鐘抖動和本振相噪。(5)16倍數(shù)字插值，抗頻譜混疊，降低對低通濾波器的要求。(6)布局布線方面考慮。

3.2 IQ校準(zhǔn)實現(xiàn)

3.2.1 IQ校準(zhǔn)原理

在發(fā)射零中頻方案實現(xiàn)時，無用邊帶和本振泄漏除了和正交調(diào)制信號和正交本振信號的幅度和相位的不平衡以及直流偏移外，還與PCB的板材、電路及其參數(shù)的優(yōu)化設(shè)計、布局、布線等因素有較大關(guān)系，解決的辦法就是IQ校準(zhǔn)。IQ校準(zhǔn)的目的是消除IQ信號和正交本振信號直流偏置、幅度和相位不平衡，提高整機的ACPR和EVM等射頻指標(biāo)。

IQ校準(zhǔn)原理框圖如圖5所示。圖5中IGAIN和QGAIN是為了調(diào)節(jié)IQ增益不平衡，使A=G;I_DCOFFSET和Q_DCOFFSET是為了消除直流偏置;I_ delay和Q_delay是為了調(diào)整相位使ψ=θ。

3.2.2 IQ校準(zhǔn)實現(xiàn)

經(jīng)過定量計算和工程實踐發(fā)現(xiàn)，直流偏置對零中頻發(fā)射機指標(biāo)影響較大，并且離散性也很大，每臺零中頻發(fā)射機必須單獨進行直流偏置校準(zhǔn)，工程實踐專門研發(fā)了直流偏置校準(zhǔn)算法。增益不平衡和相位不平衡一致性較好，對發(fā)射機指標(biāo)影響相對較小，本文工程實踐中將所有零中頻發(fā)射機IGAIN和QGAIN，I_delay和Q_delay設(shè)為固定值。實際上IQ校準(zhǔn)算法實現(xiàn)簡化為對直流偏置校準(zhǔn)。

直流偏置自動校正算法首先調(diào)整I_DCOFFSET，使得本振泄露指標(biāo)近似最小，得到I_DCOFFSET近似最優(yōu)值;然后調(diào)整Q_DCOFFSET，使得本振泄露指標(biāo)近似最小，得到Q_DCOFFSET近似最優(yōu)值，然后進一步調(diào)整I_DCOFFSET，Q_DCOFFSET，直到本振泄露指標(biāo)達到最優(yōu)值。

4 結(jié)束語

從零中頻發(fā)射機原理出發(fā)，分析了零中頻發(fā)射機存在的問題，結(jié)合工程實踐給出了零中頻發(fā)射機的最經(jīng)濟實用的硬件實現(xiàn)方案和IQ校準(zhǔn)方法，經(jīng)工程驗證，文中的零中頻發(fā)射機64QAM調(diào)制方式EVM4%，ACPR>53 dB，各項關(guān)鍵指標(biāo)優(yōu)于3GPP規(guī)范。