一種相位調制的微波移相實現(xiàn)新設計

摘要 相位調制有多種實現(xiàn)方法。常見的是正交調制。文中提出了一種采用微波移相技術實現(xiàn)相位調制的新設計，通過與正交調制方法進行對比，實現(xiàn)了2，8，16，32和64相的相位調制。實測表明，文中設計的移相誤差1.2°，誤碼率達到了常見的正交相位調制實現(xiàn)技術的誤碼水平。此外新設計無需常見的正交相位調制實現(xiàn)技術所必須的數模轉換器、正交調制器和混頻器，使系統(tǒng)得以簡化，且成本有所降低。

相位調制有多種實現(xiàn)方法，既有模擬方法，也有數字方法。近年來，隨著數字技術和軟件無線電技術的發(fā)展，數字通信逐漸成為主流。相位調制技術研究也主要集中在數字方法方面。文獻提出基于現(xiàn)場可編程門陣列(FPGA)的數字相位調制的實現(xiàn)方法，并采用直接頻率合成技術和查找表技術，在一片F(xiàn)PGA芯片上實現(xiàn)適用于衛(wèi)星通信的相位調制技術。但由于其對數字處理芯片的處理速度要求較高，所以其應用僅限于專業(yè)研究領域。文獻介紹了數字通信系統(tǒng)中相位調制的多種實現(xiàn)方法，包括模擬相位選擇方法、鍵控相位選擇法和正交調制法。模擬相位選擇方法和鍵控相位選擇法是早期基于模擬相位調制的實現(xiàn)方法，目前已很少使用。而正交調制法適應了數字技術的發(fā)展需要，能實現(xiàn)絕對調相和相對調相，也可實現(xiàn)多進制調相，是目前最常用的相位實現(xiàn)方法。但正交調制法需要與數模轉換器件及正交調制器聯(lián)合使用，有時還需上變頻器，因此成本較高。

當前，微波移相技術得到了廣泛研究。而簡單、低成本的移相實現(xiàn)技術一直是研究的熱點，文獻設計了一種新型的適用于相控天線陣的Radant透鏡式移相器，但對其在相位調制系統(tǒng)中的應用未作研究。文獻提出一種基于微波移相系統(tǒng)的PSK調制技術，但對設計的測試結果缺乏深入的對比和分析，本文結合相位調制和微波移相技術提出了采用正交調制和微波移相兩種方法實現(xiàn)相位調制的新設計。實現(xiàn)了2，4，8，16，32和64相的相位調制，同時對其進行了對比。實際測試表明，采用該技術制作的無線發(fā)射系統(tǒng)進行通信，誤碼率達到了常用正交調制器的誤碼水平，結構簡化、成本更低。

1 相位調制的新設計

M相相位調制的載波信號為

Sk(t)=Acos(ωct+θk) (1)

其中，A是常數，由發(fā)射機的發(fā)射能量決定;ωc是載波角頻率;θk是由第k個基帶數字信號比特位決定的載波相位，θk∈{2πi/M+θ}，i=1，2，…，M-1;θ為初相;M=2，4，8，16，32，64等。

M-PSK信號矢量星座圖如圖1所示。

新設計的框架如圖2所示，結合了兩種方案。一種是傳統(tǒng)的正交調制方法，在圖2中用“The Orthogonal Method”表示，其包括一個數模轉換器件(DAC)、一個正交調制器(OM)、一個中頻數字頻率合成和壓控振蕩器(IF-NCO)以及一個上混頻器(mixer)。其中，DAC將來自FPGA的基帶數字信號轉換為模擬信號。OM用輸入的基帶信號調制IF-NCO輸入的中頻余弦信號。mixer將正交調制后的信號和來自NCO角頻率為ωc-ωi的余弦信號混頻后形成最終的已調載波。

圖2的上半部分是采用微波移相實現(xiàn)相位調制的新方法，表示為“The New Method”。整個系統(tǒng)以FPGA為核心，包括一個NCO和一個微波調相網絡WPN。NCO和WPN在FPGA的控制下協(xié)調工作。NCO在FPGA的控制下產生余弦載波信號cos(ωct)。余弦載波信號cos(ωct)經過微波調相網絡WPN時，F(xiàn)PGA根據基帶信號按照圖1的星座圖控制WPN，使載波的相位按式(1)變化，實現(xiàn)載波信號的相位調制?？梢钥吹?，兩種方案的已調載波均經過微波調相網絡WPN，這樣做是為了保證在基帶信號相同時兩種方案均具有相同的信噪比(SNR)，通過改變FPGA的程序便可比較其性能。微波調相網絡WPN是本設計的關鍵部分，此處采用6位數字移相器實現(xiàn)。

MPN是新設計的核心，由6個級聯(lián)的基本移相單元(BPSC)組成。每個BPSC由兩個射頻開關(SW)和兩根長度不同的微帶線組成。在FPGA的控制下，BPSC選擇載波經過的微帶線，兩條微帶線的電長度之差即為移相角度。6個移相網絡單元之間相互獨立，串聯(lián)組成6位數字移相器，開關ON時移相，開關OFF時不移相。6位數字移相器實現(xiàn)的相移度數分別為5.625°、11.25°、22.5°、45°、90°、180°，其結構如圖3所示。

由圖3可看出，F(xiàn)PGA通過6根信號線分別控制6個移相網絡單元實現(xiàn)移相。當控制信號為0時，移相網絡單元選擇短微帶線為通路，長微帶線為開路。當控制信號為1時，移相網絡單元控制長微帶線導通，短微帶線斷開。而當控制兩條微帶線的通斷即可實現(xiàn)射頻信號的固定相移。整個移相器電路可分為兩部分：移相網絡和控制網絡。移相網絡包括微帶線和射頻開關，實現(xiàn)射頻信號的移相?？刂凭W絡包括FPGA和反相器，實現(xiàn)對射頻開關工作狀態(tài)的控制。實際的移相網絡電路如圖4所示。圖4是一個完整的射頻前端電路，不僅包括MPN，還包括射頻放大和電源部分。

根據式(1)，對2相相位調制，θk=180°或0°，只需控制K6的狀態(tài)，其余開關OFF便可實現(xiàn)調相。

對4相相位調制，θk是90°的倍數，只要控制K5和K6的狀態(tài)，其余開關OFF便可實現(xiàn)調相。

對8相相位調制，θk是45°的倍數，只要控制K4、K5和K6的狀態(tài)，其余開關OFF便可實現(xiàn)調相。

對16相相位調制，θk是22.5°的倍數，只要控制K3、K4、K5和K6的狀態(tài)，其余開關OFF便可實現(xiàn)調相。

對32相相位調制，θk是11.25°的倍數，只要控制K2、K3、K4、K5和K6的狀態(tài)，其余開關OFF便可實現(xiàn)調相。

對64相相位調制，θk是5.625°的倍數，控制K1、K2、K3、K4、K5和K6的狀態(tài)便可實現(xiàn)調相。

另外，如果設所有開關均OFF的狀態(tài)對應的載波初相為0，則移相器還可實現(xiàn)載波初相選擇。例如，要實現(xiàn)圖1中初相度數θ=45°的星座圖，只需K4處于ON，然后控制K5K6的狀態(tài)即可。

2 仿真和測試

MPN的設計采用ADS軟件包實現(xiàn)并仿真。設計采用厚度為1.6 mm、介電常數為2.2的Rogers板材，損耗角正切(Loss Tangent)為0.003 5。工作頻率為3.8～4.0 GHz。射頻開關選用Hittite公司生產的GaAs單刀雙擲開關HMC536，插入損耗僅為0.3 dB，符合設計要求。仿真與測試結果如表1所示。由表可見仿真和測試誤差均1.2°，達到了設計和應用要求。

由于其共享射頻前端電路，所以兩種方案只有軟件上的差別，只需控制FPGA的基帶數據便可比較其性能。測試時兩種方案均采用相同的基帶數據，硬件環(huán)境保持一致，只修改軟件就可進行對比測試。兩種方案的性能對比如圖5所示，其中橫軸為接收信噪比(SNR)，縱軸為接收誤碼率(BER)。“new”表示新設計方案，“orthogonal”表示傳統(tǒng)的正交調制方案。由圖5可見，采用新技術制作的無線發(fā)射系統(tǒng)的性能達到了正交調制實現(xiàn)技術的誤碼水平。且新設計無需正交調制實現(xiàn)技術必須的正交調制器和混頻器，使系統(tǒng)得以簡化，并使成本降低。尤其是當該技術應用于天線陣系統(tǒng)時還能夠采用同一個調相網絡同時實現(xiàn)相位調制和波束合成，使系統(tǒng)得到了進一步簡化。

3 結束語

由圖5可見，采用新技術制作的無線發(fā)射系統(tǒng)性能達到了正交調制實現(xiàn)技術的誤碼水平。新設計無需正交調制實現(xiàn)技術必須的正交調制器和混頻器，使系統(tǒng)簡化、成本降低。尤其當該技術應用于天線陣系統(tǒng)時，能夠采用同一個調相網絡同時實現(xiàn)相位調制和波束合成，使系統(tǒng)進一步簡化。例如，當該系統(tǒng)用于BPSK調制時，由于K1、K2、K3、K4、K5處于空閑狀態(tài)，所以可以用于波束合成。如果該系統(tǒng)的串聯(lián)級數增加，還可以實現(xiàn)更加精細的波束合成。