基于TPS2491的熱插拔保護(hù)電路設(shè)計(jì)

摘要：文章對主流熱插拔控制策略進(jìn)行了比較分析，在介紹熱插拔控制器TPS2491功能結(jié)構(gòu)后，以24V電源背板總線數(shù)據(jù)采集卡為設(shè)計(jì)實(shí)例，詳細(xì)介紹了基于TPS2491進(jìn)行熱插拔保護(hù)電路的設(shè)計(jì)過程，并對設(shè)計(jì)電路進(jìn)行了測試驗(yàn)證，驗(yàn)證結(jié)果表明設(shè)計(jì)電路可有效抑制熱插拔過程中的浪涌電流。

在工業(yè)控制現(xiàn)場PLC/DCS、刀片式服務(wù)器和冗余存儲磁盤陣列(RAID)等高可用性系統(tǒng)，需要在整個使用生命周期內(nèi)具有接近零的停機(jī)率。如果這種系統(tǒng)的一個部件發(fā)生了故障或需要升級，它必須在不中斷系統(tǒng)其余部分的情況下進(jìn)行替換，在系統(tǒng)維持運(yùn)轉(zhuǎn)的情況下，發(fā)生故障的板卡被移除，替換板卡被插入，被稱為熱插拔(Hot Swap)。

任何一個板卡都具有一定的負(fù)載電容，當(dāng)板卡插入正常工作背板時，背板電源將使用較大的瞬時電流對插入板卡負(fù)載電容充電;當(dāng)板卡從正常工作背板拔出時，由于板卡上的負(fù)載電容放電，在板卡與背板之間會形成一條低阻通路，也將產(chǎn)生較大的瞬時電流。浪涌現(xiàn)象會導(dǎo)致背板電源瞬時跌落，造成系統(tǒng)意外復(fù)位，甚至損壞接口電路，對于熱插拔保護(hù)電路的研究將成為背板結(jié)構(gòu)設(shè)備推廣應(yīng)用的關(guān)鍵。

1 控制策略比較

1.1 交錯引腳法

“交錯引腳法”也稱為“預(yù)充電引腳法”，是一種最基本的熱插拔浪涌電流控制方案，從物理結(jié)構(gòu)上引入一長、一短兩組交錯電源引腳，在長電源引腳上串聯(lián)了一個預(yù)充電電阻。板卡插入背板時，長電源引腳首先接觸到電源，通過預(yù)充電電阻為插入板卡負(fù)載電容充電，并進(jìn)行濾波和充電電流限制，板卡將要完全插入時，短電源引腳接入電源，從而旁路連接在長電源引腳的預(yù)充電電阻，為插入板卡供電提供一個低阻通道，信號引腳在插入板卡的最后時刻接入。板卡從背板拔出時，控制過程正好相反，長電源引腳最后與背板分離，通過預(yù)充電電阻為板卡負(fù)載電容放電。

交錯引腳法不能控制負(fù)載電容的充電速率，預(yù)充電電阻的選擇必須權(quán)衡預(yù)充電流和浪涌電流，如果電阻選擇不合理，會影響系統(tǒng)工作。交錯引腳方案需要一個特殊的連接器，這將會給選型設(shè)計(jì)帶來一定的困難。

1.2 熱敏電阻法

熱敏電阻法采用一個負(fù)溫度系數(shù)(NTC)熱敏電阻配合一個外部MOSFET使用，其工作原理是：NTC熱敏電阻置于功率MOSFET盡可能近，熱敏電阻上的溫度與功率MOSFET外殼的溫度直接成正比，控制MOSFET柵極電壓控制器的開關(guān)門限輸入電平與熱敏電阻上的溫度成反比。板卡在背板上進(jìn)行熱插拔時，MOSFET在瞬時浪涌電流的作用下溫度升高，NTC熱敏電阻上的溫度隨著升高，柵極電壓控制器開關(guān)門限電平下降，來達(dá)到對板卡熱插拔時浪涌電流控制。

采用熱敏電阻法時，一個關(guān)鍵的問題是，當(dāng)板卡連續(xù)反復(fù)插拔時，熱敏電阻可能沒有足夠的冷卻時間，從而在隨后的熱插拔事件中不能有效限制浪涌電流。同時需要考慮NTC熱敏電阻的反作用時間引起的長期可靠性問題，板卡環(huán)境溫度及熱敏電阻自身因素對可靠性設(shè)計(jì)帶來的問題。

1.3 熱插拔控制器

熱插拔控制器是當(dāng)前最好的熱插拔解決方案，它在單芯片內(nèi)集成了過壓和欠壓保護(hù)、過載時利用恒流源實(shí)現(xiàn)有源電流限制、電源電壓跌落之前斷開故障負(fù)載、利用外部FET構(gòu)成“理想二極管”提供反向電流保護(hù)以及發(fā)生負(fù)載故障后自動重啟等功能。此外，新一代熱插拔控制器集成了全面的模擬和數(shù)字功能，在板卡插入并完全上電后，可連續(xù)監(jiān)測電源電壓、電流、功率以及器件溫度，實(shí)時提供短路和過流保護(hù)，并且可以識別故障板卡，在系統(tǒng)完全失效或意外關(guān)閉之前撤掉故障板卡。熱插拔控制器可有效控制熱插拔過程中的浪涌電流，并在系統(tǒng)正常運(yùn)行后提供過流和負(fù)載瞬變保護(hù)，降低了系統(tǒng)失效點(diǎn)，保證了可熱插拔系統(tǒng)的長期可靠運(yùn)行，熱插拔控制器應(yīng)用示意圖如圖1所示。

2 應(yīng)用實(shí)例設(shè)計(jì)

2.1 TPS2491功能結(jié)構(gòu)

TPS2491是TI推出的一款正高壓熱插拔控制器，支持9—80 V正壓系統(tǒng)，適用于保護(hù)新興正高壓分布式電源系統(tǒng)，如12 V、24 V與48 V服務(wù)器背板、存儲域網(wǎng)絡(luò)、醫(yī)療系統(tǒng)、插入模塊以及無線基站等。TPS2491的可編程電源與電流限制功能有助于確保外部MOSFET在適當(dāng)?shù)碾妷骸㈦娏髋c時間條件下始終保持在其安全工作區(qū)(SOA)范圍內(nèi)進(jìn)行工作。在正常工作期間，外部MOSFET可在最大的柵源電壓下工作，以盡可能降低通道電阻。在進(jìn)行啟動及出現(xiàn)短路的情況下，可對柵極-源極電壓進(jìn)行調(diào)制，以便提供已定義的啟動時間，避免損壞外部MOSFET，TPS2491功能框圖如圖2所示。

1)上電啟動過程

欠壓鎖定(UVLO)和芯片使能(EN)均超過其門限電平時，GATE、PROG、TIMER和PG引腳置為有效狀態(tài)，外部MOSFET在GATE驅(qū)動下被打開，控制器使用VSENSE-OUT和VVCC-SENSE分別監(jiān)測通過MOSFET漏極到源極的電壓(VDS)和電流(ID)。

2)電流控制及可編程

控制器通過外部感應(yīng)電阻Rs兩端的電壓降來監(jiān)測流過MOSFET的電流ID，當(dāng)浪涌電流出現(xiàn)時，通過降低MOSFET柵極電壓，保持感應(yīng)電阻兩端壓降50 mV，來達(dá)到對熱插拔時浪涌電流的控制。通過變換感應(yīng)電阻Rs阻值的大小，來調(diào)節(jié)最大輸出電流。

3)MOSFET耗散功率限制

控制器通過RPOG引腳的輸入電壓來確定MOSFET上允許的最大耗散功率，即VPROG=PLIM/(10*ILIM)，結(jié)合所選外部MOSFET的SOA來確定定時電容GT的大小，保證MOSFET始終保持在其安全工作區(qū)工作。

4)過載保護(hù)

一個積分電容CT被連接到TIMER引腳提供過載延時定時和控制器重啟間隔定時。熱插拔或輸出短路造成電源電壓下降時，CT進(jìn)行充電，TIMER定時開始，此時MOSFET柵極驅(qū)動電路控制ID恒流，當(dāng)CT充電達(dá)到4 V時，GATE引腳被拉低，MOSFET被關(guān)斷。此后內(nèi)部電路控制CT進(jìn)行放電，當(dāng)放電到達(dá)1 V時，GATE重新進(jìn)行使能，控制器自動重啟。此后，如果仍然過載，則上述過程將重復(fù)進(jìn)行。

2.2 24V保護(hù)電路設(shè)計(jì)

本節(jié)基于TPS2491詳細(xì)介紹正壓24 V熱插拔電路的設(shè)計(jì)過程，電路原理圖如圖3所示，設(shè)定VIN(MAX)=24 V，最大輸出電流IMAX=1.5 A。

1)感應(yīng)電阻Rs(圖3中R7)選型

Rs=0.05/(1.2×IMAX)，取值33 mΩ，IMAX≈1.5 A。

2)外接MOSFET選型

外接N溝道MOSFET VDS耐壓要大于輸入電壓和瞬態(tài)過沖，并要有一定的余量，并且RDSON(MAX)要滿足，

其中TJ(MAX)一般取125℃，熱阻RθJA取決于管子的封裝及散熱的方式。

按照上述條件，設(shè)計(jì)中選取了N溝道MOSFET AOLL1242作為24V熱插拔電路外接MOSFET，其VDS=40V，ID=69A(VGS=10 V)，滿足設(shè)計(jì)要求的最大輸入電壓24 V和最大輸出電流1.5 A，并留有足夠的余量，防止瞬態(tài)過沖。

3)MOSFET的PLIM設(shè)定

MOSFET在熱插拔及輸出短路時會有極大的功率消耗，限制PLIM可以保護(hù)管子防止溫度過高損壞。通過對引腳PROG電壓的調(diào)節(jié)，來設(shè)定PLIM的大小，并且要滿足條件：

4)定時電容CT(圖3中C2)選型

選擇合適的電容，完成設(shè)定故障重啟間隔定時外，還必須滿足過載持續(xù)定時時間內(nèi)外接MOSFET的功率耗散，不造成管子損壞，設(shè)計(jì)中選擇CT=0.1μF。

5)使能啟動電壓設(shè)定

控制器使能啟動電壓為1.35 V，關(guān)閉電壓為1.25 V。通過設(shè)定EN引腳輸入電壓，可以實(shí)現(xiàn)電源輸入欠壓保護(hù)。設(shè)計(jì)中選擇R1=200 kΩ，R2=13 kΩ，由公式

VIN(ON)=1.35/[R2/(R1+R2)]=22 V

可知，電源輸入電壓達(dá)到22 V時控制器使能啟動;由公式

VIN(OFF)=1.25/[R2/(R1+R2)]=20.5 V

可知，電源輸入電壓下降到20.5 V時控制器進(jìn)入欠壓保護(hù)。

6)其他選型

為了抑制高頻振蕩，GATE驅(qū)動電阻R5取值10 Ω;為保證PG引腳吸收電流小于2 mA，上拉電阻R6取值100 kΩ;C1取值0.1μF，D1選擇齊納TVS管SA24AG;24 V電源輸入端串接IN5822肖特基二極管D2防止電源反接。

3 電路測試驗(yàn)證

文章設(shè)計(jì)的正壓24 V熱插拔保護(hù)電路，通過在背板結(jié)構(gòu)的數(shù)據(jù)采集卡上應(yīng)用，進(jìn)行測試驗(yàn)證，采集卡背板電源總線電壓為24 V。

測試方法：在采集卡插入背板時，通過示波器監(jiān)測背板電源總線波形變化情況，以及定時電容CT正極波形變化情況。

測試結(jié)果：數(shù)據(jù)采集卡無熱插拔保護(hù)電路時，采集卡插入背板時，背板電源總線波形如圖4所示;數(shù)據(jù)采集卡有熱插拔保護(hù)電路時，采集卡插入背板時，背板電源總線波形如圖5所示，定時電容CT正極波形如圖6所示。

結(jié)果分析：由圖4波形可以看出，當(dāng)采集卡無熱插拔保護(hù)電路，插入帶電背板時，背板24 V電源總線電壓有一個6V左右的瞬時(約3 ms)跌落。可知，若負(fù)載電容更大，則背板電源總線電壓跌落將更大，跌落時間將更長，在這樣的電壓跌落幅值及時間內(nèi)，及有可能造成背板上其他正常工作采集卡復(fù)位，甚至由于瞬時較大的負(fù)載電容充電浪涌電流損壞接口電路。

由圖5波形可以看出，當(dāng)采集卡有熱插拔保護(hù)電路，插入帶電背板時，背板24 V電源總線電壓幾乎無跌落。同時，對圖6分析可知，在采集卡熱插拔時出現(xiàn)了浪涌過流，定時電容CT開始充電，在充電過程中MOSFET柵極驅(qū)動電路維持電源輸出恒流，由于CT充電未達(dá)到4 V(約2 V)時采集卡負(fù)載電容已經(jīng)充電完成，熱插拔控制器即刻取消了限流保護(hù)，進(jìn)入了正常工作狀態(tài)，控制CT開始放電，并且在圖6可以明顯看出，CT充電周期大大小于放電周期，也驗(yàn)證了CT充電電流(25μA)和放電電流(2.5μA)的不同。

4 結(jié)論

隨著工業(yè)現(xiàn)場應(yīng)用需求的不斷提高，對產(chǎn)品設(shè)計(jì)方式提出了更高的要求，背板結(jié)構(gòu)具有其固有的靈活性和可擴(kuò)展性，并且在系統(tǒng)維持正常運(yùn)轉(zhuǎn)的情況下，可進(jìn)行故障板卡更換插拔，非常適合工業(yè)現(xiàn)場實(shí)際應(yīng)用。在熱插拔過程中產(chǎn)生的浪涌電流，除了會造成系統(tǒng)其他正常運(yùn)行板卡的意外復(fù)位外，甚至可能會損壞相關(guān)接口電路。

文章詳細(xì)介紹了基于TPS2491進(jìn)行熱插拔保護(hù)電路設(shè)計(jì)的過程，并通過24 V電源背板總線數(shù)據(jù)采集卡設(shè)計(jì)進(jìn)行實(shí)際驗(yàn)證，從驗(yàn)證結(jié)果可以看出文中設(shè)計(jì)的熱插拔保護(hù)電路有效抑制了熱插拔過程中的浪涌電流，熱插拔電路工作正常，符合設(shè)計(jì)要求。因此，文中介紹的熱插拔保護(hù)電路及其設(shè)計(jì)方法，具有較高的參考價值和應(yīng)用價值。