一款基于IW1706的AC—DC原邊反饋恒壓開關(guān)電源設(shè)計

IW1706是一種采用數(shù)字控制技術(shù)對建峰電流模式PWM反激式高性能的交流/直流電源控制器。此芯片中包含了直接驅(qū)動功率晶體管，工作在準(zhǔn)諧振模式，高效率，內(nèi)置保護(hù)功能等特點，同時顯著減少了外圍元器件數(shù)量可達(dá)到簡化設(shè)計和降低材料總成本的目的。IW1706具備軟啟動方案，它允許快速而順利啟動與小型和大型的電容負(fù)載。IW1706消除次級反饋電路同時也具備了出色的輸出特性和負(fù)載調(diào)節(jié)。它也消除環(huán)路補(bǔ)償元件的需要在保持穩(wěn)定的同時在所有操作條件。脈沖波形分析脈沖允許一個環(huán)響應(yīng)比傳統(tǒng)的解決方案更快，從而提高了動態(tài)負(fù)載響應(yīng)。內(nèi)置的功率限制功能可以優(yōu)化變壓器設(shè)計在通用離線應(yīng)用，允許一個廣泛的輸入電壓范圍。電力供應(yīng)與iw1706建立可以實現(xiàn)最高的平均效率和快速而順利啟動寬范圍電容負(fù)載。

IW1706具有以下特點：

● 原邊反饋消除光電隔離器和簡化設(shè)計

● 自適應(yīng)控制能夠快速和軟啟動

● 很緊的恒定電壓調(diào)節(jié)

● 低共模噪聲

● 優(yōu)化PWM開關(guān)頻率72 kHz的最大達(dá)到最佳規(guī)模和效率

● 自適應(yīng)PWM/PFM控制提高了效率

● 直接驅(qū)動晶體管開關(guān)降低了成本

● 動態(tài)的基極電流控制

● 無外部補(bǔ)償元件

● 符合EPA 2節(jié)能規(guī)范有足夠的裕度

● 內(nèi)置短路保護(hù)、輸出過壓保護(hù)

● 內(nèi)置的電流檢測電阻短路保護(hù)

● 恒電流控制

表1：

主體電路的設(shè)計

在本設(shè)計中AC-DC部分選用的拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)是一個隔離式原邊反饋驅(qū)動方案，可應(yīng)用于190-265V的輸入電壓范圍，輸出為18V、300mA。

2、輸入EMI濾波

保險絲FU1提供整個系統(tǒng)的故障保護(hù)，此外提供額外的阻尼以保證系統(tǒng)在調(diào)光過程中不會出現(xiàn)震蕩從而引發(fā)的閃爍現(xiàn)象。

壓敏電阻VR1通常被廣泛的應(yīng)用在各種開關(guān)電源線路中，其作用主要是防止因為電網(wǎng)電壓中的瞬時電壓突變從而造成的可能對外圍電路的傷害。當(dāng)高壓來到時，壓敏電阻的電阻降低而將電流予以分流，防止受到過大的瞬時電壓破壞或干擾。因而保護(hù)了敏感的電子組件。

橋式整流器BR1則是利用二極管的單向?qū)ㄐ赃M(jìn)行整流，常用來對AC交流電進(jìn)行全波整流，以獲得良好的功率因數(shù)和低THD。

圖2 輸入整流部分

EMI濾波部分：電容EC1、EC2和共模扼流圈L1形成位于橋式整流管后面的EMI濾波器。該輸入π濾波器網(wǎng)絡(luò)與IW1706芯片的頻率調(diào)制特性完美結(jié)合，可使設(shè)計滿足Class B干擾限值。電阻R1可在必要時衰減EMI濾波器的諧振，從而防止當(dāng)在系統(tǒng)(驅(qū)動器加外殼)中測量時EMI頻譜中出現(xiàn)峰值。

圖3EMI濾波部分

3、啟動電路

芯片IW1706采用創(chuàng)新的專有軟啟動方案，能夠?qū)崿F(xiàn)平滑啟動。當(dāng)系統(tǒng)上電時，VCC引腳通過啟動電阻R2、R2A、R2B上電，當(dāng)電源電壓VCC旁路電容完全充電，電壓高于啟動閾值的VCC(ST)，使信號變得更加活躍，使控制邏輯，和iw1706的軟啟動功能。軟啟動過程中，原邊峰值電流是有限的循環(huán)于內(nèi)部比較器。整個軟啟動過程可以分解為幾個階段基于輸出電壓水平，這也就是通過原邊間接檢測到的信號。在不同階段,iW1706自適應(yīng)控制開關(guān)頻率和一次側(cè)峰值電流,輸出電壓可以快速建立在早期階段順利過渡到所需的調(diào)節(jié)電壓在最終階段,無論任何應(yīng)用程序可能產(chǎn)生的電容和電阻負(fù)載。這種自適應(yīng)控制方式使得整個系統(tǒng)成本最低，同時軟啟動功能使得iW1706能夠理想配合電源適配器應(yīng)用如ADSL調(diào)制解調(diào)器等大電容負(fù)載。

如果在任何時候Vcc電壓低于欠壓鎖定(UVLO)閾值Vcc(UVL)，然后iW1706就開始關(guān)閉。此時啟動信號變得低和VCC電容開始充電再次向啟動閾值初始化一個新的軟啟動過程。

圖4 啟動電路

4、IC控制電路

IW1706是一款數(shù)字型控制IC，與模擬型控制IC不同，他主要工作特性如下：

在恒壓模式操作時,如果滿負(fù)載工作條件下，iW1706通常工作在脈寬調(diào)制(PWM)模式。在PWM模式下,芯片開關(guān)頻率保持不變。當(dāng)輸出負(fù)載IOUT降低時，Ton下降,隨后控制器自適應(yīng)轉(zhuǎn)換為脈沖頻率調(diào)制(PFM)模式。在PFM工作模式下，降低負(fù)載電流,時間增加,因此切換頻率減少。

當(dāng)開關(guān)頻率接近人耳聽覺臨界時，,iW1706轉(zhuǎn)換到另一個級別的PWM模式,即深度PWM模式(DPWM)。DPWM模式期間,開關(guān)頻率保持在25 kHz為了避免音響噪音。隨著負(fù)載電流進(jìn)一步減少,iW1706轉(zhuǎn)換到另一個級別的PFM模式,即深度PFM模式(DPFM)，也就是說芯片可以降低開關(guān)頻率到非常低的水平，雖然整個聲音頻率范圍切換頻率下降。

iW1706還包含一個獨特的專有的準(zhǔn)諧振開關(guān)方案,達(dá)到電壓控制模式時，打開每一個PWM和PFM切換周期,在PFM和PWM模式,在CV和CC不同工作模式下操作。這種獨特的功能大大降低了開關(guān)損耗和dv / dt在整個運行范圍的電源。這種獨特的功能大大降低了開關(guān)損耗和dv / dt在整個運行范圍的電源。由于準(zhǔn)諧振開關(guān)的性質(zhì),實際逐周期切換頻率會略有不同,這對降低EMI提供額外的幫助。這些創(chuàng)新的數(shù)字控制架構(gòu)和算法使iW1706達(dá)到最高整體有效率不熟悉和最低EMI,不會造成可聽噪聲在整個操作范圍。

在每個開關(guān)周期的下降沿VSENSE將檢查。如果VSENSE的下降沿未被檢測到,關(guān)井時間將延長至檢測到VSENSE的下降沿。最大允許變壓器110μs重置時間。當(dāng)變壓器重置時間達(dá)到110μs，iW1706停止運行。

峰值電流限制(PCL)過流保護(hù)(OCP)和檢測電阻(R5、R5A、R5B)短保護(hù)內(nèi)置到iW1706(SRSP)特性。iW1706的ISNSE能夠監(jiān)視一次電流峰值。這允許逐周期峰值電流控制和限制。當(dāng)主峰值電流乘以電流檢測電阻大于1.15 V時，系統(tǒng)判定過電流(OCP)，此時集成電路將立即關(guān)閉直到下一個周期。

為避免電流檢測電阻短路或者有潛在危險的過電流條件不被檢測到。因此,集成電路設(shè)計檢測到之后立即啟動和關(guān)閉。IC的VCC電壓開始降低，VCC低于UVLO閾值后,控制器重啟,然后啟動一個新的軟啟動周期?？刂破骼^續(xù)嘗試啟動,但不完全啟動,直到故障條件移除。

圖5 IC控制電路

5、VCC供電和輸出反饋回路

如上所述，當(dāng)VCC旁路電容電壓高于啟動閾值的VCC(ST)，系統(tǒng)開始工作。啟動電阻開始停止工作，此時輔助繞組上電壓經(jīng)過D2、R7持續(xù)供電給VCC引腳。D2、R7作用是濾除因變壓器上漏感產(chǎn)生的尖峰電壓，該尖峰電壓如果直接加到VCC引腳，芯片內(nèi)部會對尖峰電壓進(jìn)行誤判斷，芯片內(nèi)部會判斷VCC電壓高于過壓鎖定(UVHO)閾值Vcc(UVH)。從而引起芯片的誤操作。

輸出反饋回路CV操作模式：現(xiàn)在大部分芯片都是直接取樣輔助線圈上電壓，由于漏感的原因，在MOS關(guān)斷后，也就是次級二極管導(dǎo)通瞬間，會產(chǎn)生一個尖峰，影響電壓采樣，為了避開個這個尖峰，大部分廠家都是采用延時采機(jī)，也就是在MOS管關(guān)斷一段時間后再來采樣線圈電壓。從而避開漏感尖峰。這種采樣方式其實在以前很多芯片上的過壓保護(hù)上也都有應(yīng)用，比如OB2203和UCC28600，NCP1377上都有這樣的應(yīng)用，所以可以得到較高精度的過壓保護(hù)。還有些廠家是在下取樣電阻上并一個小容量的電容來實現(xiàn)。同時建義大家吸收電路使用恢復(fù)時間約只有2us的IN4007再串一個百歐左右的電阻作吸收?？梢詼p小漏感產(chǎn)生的振鈴，從而減小取樣誤差。得到較高采樣精度。次級圈數(shù)固定，輔助繞組固定，取樣精度高。比較器內(nèi)部精度也高，自然可以得到較高的輸出電壓精度。

以上文字描述詳見下圖，其中包括輸出電壓的計算公式。

下圖中，很多人不明白C3的作用。分析如下：

采樣電壓和基準(zhǔn)電壓比較產(chǎn)生誤差電壓，PSR是關(guān)斷MOS次級續(xù)流時候采樣，電容C3的作用就是存儲誤差電壓的。如果不加這個電容。次級管斷的時候采樣，到初級開通MOS的時候控制電路就根本不知道次級輸出的情況。這個點容如果太大，那么上面會存儲過多的能量。當(dāng)輸出變動的時候要很長時間這個電容才能回復(fù)到正確的誤差電壓。所以就表現(xiàn)出電源響應(yīng)慢。因此C3的選擇也很重要。

圖6 VCC供電和輸出反饋回路

6、RCD吸收回路

RCD吸收電路它由電阻Rs、電容Cs和二極管VDs構(gòu)成。電阻Rs也可以與二極管VDs并聯(lián)連接。RCD吸收電路對過電壓的抑制要好于RC吸收電路，與RC電路相比Vce升高的幅度更小。由于可以取大阻值的吸收電阻，在一定程度上降低了損耗。也就是說，其主要目的是：用于吸收功率Mos(芯片內(nèi)部已集成,Vds耐壓值為650V)漏源端尖鋒電壓，其取值可以視情況予以減輕。，通常會在RCD吸收回路中串聯(lián)一個電阻，串聯(lián)一個電阻的作用是抑制RCD的二極管的反向恢復(fù)電流，包括吸收的二極管采用慢管也是同樣的作用，都是起到延長EMI退磁回路的調(diào)整作用;

圖6 RC吸收回路

7、輸出回路控制

設(shè)計系統(tǒng)時，確定輸出肖特基二極管的耐壓。對于這類芯片架構(gòu)， 12V輸出電壓建議采用100V耐壓的肖特基二極管。24V輸出電壓建議選用200V耐壓的肖特基二極管。因此本次設(shè)計輸出18V也可以選用200V耐壓的肖特基二極管。

R9、C4 是整流管的吸收回路,對整流管的電壓波形起調(diào)整作用,并防止過高的尖鋒電壓損壞整流管;對EMI 整改有用。

EC4,EC5,EC6是儲能電容,可以說輸出部分的能量都要由它們提供,對它們的要求是內(nèi)阻越小越好,能承受的紋波電流越大越好。

R10是假負(fù)載,對電源輕載時的穩(wěn)定性有作用,并不一定用到,先留位置。

ZD1是穩(wěn)壓管，起過壓保護(hù)作用。如果ZD1 短路擊穿，則永久性損壞電源，保護(hù)終端設(shè)備，，比如iphone 、ipad等。當(dāng)然，這樣做，必須建立在，電源有良好的短路保護(hù)情況下，過壓保護(hù)，是意外保護(hù)，居然電源產(chǎn)品過壓了，我們就不要因為一個電源，燒毀用戶昂貴的手機(jī)。就是平衡設(shè)計，平衡考慮的結(jié)果了。

另外，數(shù)字型控制芯片有一個好處就是，為減少次級電路在與電纜和電纜連接器連接過程中的壓降，iW1706集成了一個創(chuàng)新的方法來彌補(bǔ)這個情況。這個電壓降的iW1706補(bǔ)償通過提供反饋信號的電壓偏移基于負(fù)載電流檢測的數(shù)量。

圖7 輸出回路控制

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